三相并網DC/AC變換器控制策略研究

朱勝杰，張厚升，王文成

（山東理工大學電氣與電子工程學院，山東 淄博 255022）

關鍵字：DC/AC變換器；雙閉環PI控制；正弦脈寬調制控制；三相并網逆變器

0 引言

人類經過兩次工業革命后，對煤炭、石油等能源的使用量不斷增大，傳統能源的儲量不斷減少，環境保護問題日益嚴重。隨著電能需求不斷增加，光伏、風力等清潔能源的并網發電與控制技術的研究吸引了眾多研究者的關注和重視［1-3］。在新能源發電系統中并網逆變器作為最重要的核心裝備之一，其控制策略好壞至關重要，直接關系到并網成功與否，故并網逆變器及其控制策略已成為新能源并網發電領域的研究熱點［4-5］。

根據并網逆變器直流側供電的方式不同，逆變器可分為電壓源型和電流源型兩種拓撲結構并網方式。其中，電壓源型并網逆變器的直流側，需要連接大電容，提供足夠的電壓，與電流源相比具有開關頻率高、重量輕、體積小等優點，在功率開關通斷期間無須反轉電壓阻斷能力，并且主電路設計簡單，故電壓源并網逆變器拓撲結構被廣泛應用［6-7］。

電壓源并網逆變器的調制方式可分為正弦脈寬調制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）和空間矢量脈寬調制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM）兩種脈沖寬度控制方式，由于SPWM 控制方式原理簡單且在工程中易實現，電壓源并網逆變器多采用SPWM進行脈沖寬度控制［8-9］。

電壓源并網逆變器的控制方式一般采用傳統的比例積分（Proportional Integral，PI）控制，但PI控制方式無法消除交流信號的靜差，且穩態電流存在較大的誤差［10-11］。文 獻［12］提出了一種比例諧振（Proportion Resonation，PR）控制策略，PR 控制可以實現諧振頻率上無窮大增益，理論上可以實現無靜差控制。文獻［13-14］提出了一種模型預測控制策略，介紹了基于離散空間矢量模型預測控制，通過增加虛擬矢量電壓，優化電壓利用率，能夠有效改善變換器電壓電流總諧波失真，而且不需要大電感和高頻率。文獻［15］提出了最大功率點跟蹤技術，通過SPWM 脈寬調制技術實現并網，但易產生并網諧波，且電壓利用率不高。文獻［16-17］采用直接功率控制，功率控制器的輸出量可以直接通過查詢開關表，選擇合適的電壓矢量，達到控制有功功率和無功功率的目的，該方法不需要對電流進行旋轉變換，更易于實現，但此方法需實時計算矢量作用時間，運算量較大且對系統參數較為敏感。

提出一種基于dq旋轉坐標系下的電壓及電流雙閉環SPWM 控制策略。與傳統PI 控制相比，該方法可通過dq旋轉坐標系實現PI 控制的無靜差目的。雙閉環電壓和電流反饋控制，同時控制d軸電壓和q軸電壓增加了系統的抗干擾性能，并通過Simulink搭建并網逆變器閉環控制的模型，驗證了所提控制方式的正確性和有效性。

1 三相并網DC/AC變換器數學模型

并網逆變器根據并網相數可以分為單相和三相逆變器；還可以根據控件不同分為半橋式、全橋式和組合式逆變器。因三相全橋逆變器結構簡單、控制方法易實現和功率開關損耗小等特點，在并網中應用最為廣泛。圖1 為三相全控并網DC/AC 變換器拓撲結構，其組成包括直流電源Udc（如太陽能電池板）、開關管VT、逆變器側電感L、線路負載電阻R、三相電網和濾波電容C。

圖1 三相全控并網DC/AC變換器拓撲結構

對三相并網DC/AC 變換器控制策略研究，首先要建立其數學模型。系統在三相靜止坐標系下的方程為

式中：i1、i2、i3分別為流過電感L1、L2、L3的電流值；u1o、u2o、u3o分別為逆變器輸出側到三相電網側間的電壓；ea、eb、ec分別為電網a、b、c三相交流電壓。

式中：uC1、uC2、uC3分別為電容C1、C2、C3兩端的電壓；ia、ib、ic為三相電網側a、b、c三相交流電流。

由于使用三相坐標系下的方程會產生交流信號的靜態誤差，通過使用dq旋轉坐標系下的狀態可消除靜態誤差。系統在dq旋轉坐標系下的方程可表示為：

式中：iq、id分別為電感電流在q、d軸的分量；ieq、ied分別為電網側電流在q、d軸的分量；uq、ud分別為電感電壓在q、d軸的分量；uCq、uCd分別為電容電壓在q、d軸的分量；uqo、udo分別為電網電壓在q、d軸的分量；Lq、Ld分別為電感在q、d軸的分量；Cq、Cd分別為電容在q、d軸的分量；ω為基波角頻率。

2 三相并網逆變器控制策略

2.1 系統解耦控制

圖2 為dq旋轉坐標系下三相并網變換器的數學模型。從圖2 中可以看出，系統在dq旋轉坐標系下的電流和電壓數學模型存在相互耦合的關系。輸出電壓uqo和udo分別受到電感在q、d軸的電流、電阻在q、d軸的電流和偶合電流（ωCduCq、ωCquCd）的影響。在系統中，各個控制變量之間相互耦合，大大增加了系統的設計難度，并對系統的穩定性造成影響。

圖2 dq旋轉坐標系下三相并網變換器的數學模型

為了實現對系統的線性控制和減少系統的設計難度，提出在dq旋轉坐標系下加入電壓和電流的前饋解耦控制。通過前饋解耦控制實現系統的線性控制。dq旋轉坐標系下的前饋解耦控制如圖3 所示。

圖3 dq旋轉坐標系下三相并網變換器的前饋解耦控制

將式（5）代入式（3）和式（4）中，可以解耦得線性方程

2.2 電壓電流雙閉環控制

引入電壓、電流雙閉環控制，電壓調節器的輸出作為有功電流的給定值，電流調節器用來獨立調節系統的有功、無功電流，使系統的有功、無功電流實時跟蹤指令電流值。采用前饋解耦方式，使電壓外環包含負載電流前饋及輸出濾波電容電流解耦，電流內環包含輸出電壓前饋及輸出濾波電感電壓解耦，提高了系統的動態響應特性及抗擾能力。

圖4 給出了三相并網變換器的電壓、電流雙閉環控制框圖。在控制系統中，需要測量交流負載的電壓uao、ubo、uco，采集變換器輸出電流i123和流過電網側的電流iabc。由于要消除靜差，所以進行了坐標變換，從三相靜止坐標系變換到兩相旋轉坐標系下進行控制。

圖4 三相并網變換器的電壓電流雙閉環控制

以d軸為例，參考電壓udo*與反饋電壓udo進行偏差計算，然后進行PI 調節，組成了外環電壓調節器。電流內環的參考電流通過外環電壓調節器輸出值與解耦電壓ωCduqo、ωCqudo和前饋負載電流ieq、ied進行閉環運算產生。內環電流調節器與外環電壓調節器的原理相同，根據參考電流與反饋電流進行偏差計算，然后進行PI調節，再與解耦電流ωLdiq、ωLqid和前饋負載電壓uqo、udo進行閉環運算，產生SPWM波形的所需電壓udq，然后通過脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation，PWM）脈沖發生器發出脈沖驅動開關器件通斷。

在控制系統中，引入坐標變換消除了靜差，再通過負載電流和輸出電壓的前饋控制，并且采用了電流和電壓的解耦控制，實現了線性解耦對系統達到了線性控制。此控制方法，大大降低了系統設計難度，并減輕了系統計算負擔，提高了系統的響應速度。

3 仿真分析

為驗證所提基于前饋解耦控制的電壓電流雙閉環控制策略的正確性和有效性，在MATLAB/Simulink 仿真環境中搭建了三相并網變換器的仿真模型，并對基于前饋解耦控制的電壓電流雙閉環控系統進行了仿真分析。表1 為三相并網變換器的相關參數。

表1 變換器主要參數

開關管的驅動信號如圖5 所示。驅動信號的生成是通過前饋解耦控制和電壓及電流雙閉環控制得到相應電壓，再經過脈沖發生器得到開關信號。由圖5 可知，一個橋臂上，上下兩個開關管的信號是相反的。在系統到達穩定狀態時，每個周期內開關的開關信號的變化規律是相同的。因此，通過穩定的開關信號也可判定系統到達穩定狀態。圖5 中，VT1～VT6為開關管編號。

圖5 開關管驅動信號

圖6 為逆變器側輸出電壓波形。由圖6（a）可知，未經過濾波的電壓波形與正弦波波形相差很大，含有多次諧波，影響系統的穩定運行。由圖6（b）可知，經過LC 濾波后，電壓波形接近正弦波，提高了系統的穩定運行能力。從圖6（b）中可以看出，電壓波形經過0.02 s的時間到達了穩定狀態，說明系統具有很快響應速度。

圖6 逆變器側輸出電壓波形

對逆變器側濾波前和濾波后輸出電壓進行了諧波分析如圖7 所示。濾波前電壓的諧波總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）為104.61%，大于IEEE 標準（THD 不大于5%）；濾波后電壓的諧波THD 為0.01%，小于5%，符合IEEE 標準。由此可以說明，LC 濾波器的設計在整個控制系統中是可行的。

圖7 逆變器側輸出電壓諧波分析

圖8 給出了逆變器側濾波前和濾波后輸出電流波形。在濾波前后的波形上看，都接近正弦波形。系統開始起動時，濾波后的波形要比濾波前的波形更好，更加平穩和接近正弦波，并且響應速度更快。如圖9 所示，可以更好地說明濾波前后電流質量的優劣。在濾波前電流所含諧波THD 為0.36%，小于5%，符合IEEE 標準；當濾波后電流所含諧波THD 為0.01%，比濾波前下降了0.35%。濾波后的電流質量更好，使系統穩定性更好。由此可以說明，電壓及電流雙閉環控制和LC 濾波器的設計，在整個控制系統運行是可行的，提高了系統的控制性能。

圖8 逆變器側輸出電流波形

圖9 逆變器側輸出電流諧波分析

逆變器側輸出電壓經過濾波后，在dq旋轉坐標系下電壓波形如圖10 所示。圖11 和圖12 分別為前饋解耦控制在dq旋轉坐標系和αβ坐標系下輸出的電壓波形。由圖10—圖12 可以看出，系統具有良好的運行狀態，保證了整個電網的穩定運行。

圖10 dq旋轉坐標系下逆變器輸出電壓波形

圖11 dq旋轉坐標系下的前饋解耦控制輸出電壓波形

圖12 αβ坐標系下的前饋解耦控制輸出的電壓波形

圖13 和圖14 分別為PI 控制器輸出電壓和電流波形。從圖13 中可以看出，電壓PI 控制器都可以使相應的電壓跟隨參考值。d軸電壓的參考值，設定為311 V，從圖13（a）可以看出，實際電壓為311.05 V 左右；q軸電壓的參考值設定為0，從圖13（b）可以看出，實際電壓為-0.02 V 左右。從圖14 中可以看出，電流PI 控制器都可以使相應的電流跟隨參考值，從圖14（a）可以看出，d軸參考電流的波動范圍為61.2～63.3 A，實際電流的波動范圍為61.8～62.3 A；從圖14（b）可以看出，q軸電流的波動范圍為116.3～118.3 A，實際電流的波動范圍為117.9～118.9 A，由此可知，d軸和q軸的電流都能很好地跟隨參考電流的變化。圖13 和圖14 的波形都經過0.02 s 到達穩定狀態，從而證明該系統具有良好的控制性能和較快的響應速度。

圖13 PI控制器輸出電壓波形

圖14 PI控制器輸出的電流波形

4 結語

新能源發電系統中并網逆變器作為最重要的核心裝備之一，其控制策略好壞直接影響系統的穩定性和能量的傳遞效率。以三相并網DC/AC 變換器為研究對象，提出了基于前饋解耦的電壓及電流雙閉環控制策略。為了消除靜差，進行了坐標變換，從三相靜止坐標系變換為兩相旋轉坐標系，實現PI 控制無靜差的目標。采用電壓、電流雙閉環控制來實現，電壓調節器的輸出作為有功電流的給定值，電流調節器用來獨立調節系統的有功、無功電流，使系統的有功、無功電流實時跟蹤指令電流值。通過前饋解耦控制，電壓外環包含負載電流前饋及輸出濾波電容電流解耦，電流內環包含輸出電壓前饋及輸出濾波電感電壓解耦，提高了系統的動態響應特性及抗擾能力。通過仿真驗證了所提方法的正確性和有效性。

所提基于前饋解耦的電壓及電流雙閉環控制系統，使用了4 個PI 控制器，這會增加系統的調節難度，下一步將針對降低系統調節難度進行研究。