大功率UPS系統中寬增益DC/DC變換器的研究

劉禾雨，虞云翔，薛 軍，郭 濤

（國網江蘇省電力公司檢修分公司，江蘇 南京 210000）

0 引言

不間斷電源（Uninterruptible Power Supply，UPS）作為一種常用的電源設備，擁有多路電能輸入源，因其極高的供電穩定性在多種領域得到了廣泛的應用［1］，其中不乏有大功率需求的應用場景，比如變電站、航空航天、通信等。以變電站為例，變電站中通常有很多重要負荷，這些負荷承擔了維持電網穩定運行的重責，一旦失電將會造成巨大的經濟損失［2］；另外這些負荷的功率需求很大，小功率電源難以承擔。作為后備電源的蓄電池組的容量大小關系到應急狀態下UPS 系統可以維持使用的時間，而單一蓄電池的電壓和容量較小，往往需要多重的串并聯來匹配UPS 系統內部直流母線的電壓和功率［3］，如圖1所示。這種數量巨大的電池串并聯結構會帶來兩個問題：一是增大了系統整體的體積和成本；二是過多的串聯會降低系統供電的可靠性，一旦蓄電池組原有的保護機制因出現故障而不能可靠作用，此時組內單一電池的癱瘓也將會使整個串聯支路失去作用［4-5］。

圖1 應用于UPS系統的蓄電池組

1 UPS系統結構

UPS 系統的組成結構如圖2 所示［6-7］。傳統的UPS 系統主要以主電輸入、旁路輸入和蓄電池組等作為電能來源［8］。其中，主電輸入作為主要的功率源，其特性不宜直接與用戶負載相連，需要經過整流器和逆變器作用后得到與用戶負載相匹配的電特性，以便進行連接［9］；旁路輸入雖然可直接用于供電，但其可提供的功率較小，一般只作為備用；蓄電池組由主電源進行充電，放電時經逆變器作用向負載供電［10-11］。為了解決蓄電池串并聯數量多引起的穩定性和體積成本問題，在傳統的結構的基礎上，將所提的寬增益DC/DC 變換器連接于蓄電池組與逆變器之間，用于提高直流電壓，減少蓄電池組的串聯數量；同時可以穩定地調節蓄電池組的直流輸出電壓，改善電能質量［12-15］。

圖2 UPS系統結構

所提出的拓撲與現有的幾種高增益類型直流變換器拓撲的比較如表1 所示，其中，d為調制度，U0為輸出電壓。相比傳統直流變換器，所提拓撲在增加幾個二極管數量的前提下，極大地提高了電壓增益，同時擴展了電壓增益的實際可工作范圍，此外將功率器件的電壓應力全部降至輸出電壓的1/3。傳統型直流變換器雖然使用的功率模塊數量較少，但在電壓增益和器件承受的電壓應力方面存在劣勢［16］。文獻［17］中的拓撲結構借助了變壓器線圈，雖然理論上可以實現極高的增益，但實際應用當中會受到隔離型器件成本提及的限制；文獻［18］中的拓撲結構理論上達到10 倍電壓增益需要工作在調制度d=0.8 的工況下，考慮到損耗實際需要的調制度會更高，屬于極端調制度的情況，不利于功率開關的穩定工作。所提變換器拓撲在10 倍電壓增益時理想調制度僅為0.7，功率模塊的最大電壓應力相比其他三種拓撲也具有優勢，且試驗效率較高，適用于對電壓增益有寬變化范圍要求的場合下。

表1 所提拓撲與幾種現有高增益變換器的比較

常見的基礎結構DC/DC 變換器受制于自身結構，在電壓應力與電壓增益上都存在劣勢。此外，現實工況下的占空比可變范圍也會被寄生參數限制，因此不適于應用在有寬增益需求的場景［19］。針對上述問題，所設計的寬增益DC/DC 變換器通過改善自身拓撲結構，同時具備了寬增益與低電壓應力雙重特性，并以仿真和試驗結果驗證了其可行性［20］。

2 變換器工作原理

2.1 變換器拓撲結構

所設計寬增益DC/DC 變換器的拓撲結構如圖3所示。圖中，Q1為有源功率開關，D1—D5均為功率二極管，L為變換器的儲能電感，C1—C5為變換器的儲能電容，同時起穩壓的作用。模擬蓄電池組的輸入電源為Uin，輸出側Uo和R分別為輸出電壓和負載。

圖3 變換器拓撲結構

2.2 變換器工作狀態

根據變換器的控制策略周期性地將其工作狀態分為兩種，如圖4所示。

圖4 變換器工作狀態

1）圖4（a）所示為變換器的工作狀態1，在功率開關Q1導通時，該狀態下共有3個電流回路：輸入電源Uin通過Q1向儲能電感L充電；電容C3通過Q1和功率二極管D5向電容C2充電；電容C4通過Q1和功率二極管D2向電容C5充電。

2）圖4（b）所示為變換器的工作狀態2，在功率開關Q1關斷時，該狀態下共有3個電流回路：輸入電源Uin和儲能電感L作為輸出源，經功率二極管D1共同向電容C4充電；此外Uin和L又經功率二極管D4向電容C3充電；Uin和L與電容C5串聯，經功率二極管D3同時向電容C1充電。

2.3 電壓增益計算

將功率開關在一個開關周期T內的導通和關斷時間長度分別表示為dT和（1－d）T，根據伏秒平衡法則將儲能電感L進行分析計算，得到兩個時間段的電壓平衡關系為

式中：UC4為電容C4的電壓。

將變換器兩個工作狀態下的各個電容的電壓應力關系進行分析可得：

式中：UC1為電容C1的電壓；UC2為電容C2的電壓；UC3為電容C3的電壓；UC5為電容C5的電壓。

結合伏秒平衡法則和電容電壓關系即可得到電壓增益為

2.4 功率器件電壓應力計算

基于上述電壓增益的計算，結合各功率器件的電壓應力分析，可以進一步計算功率開關Q1的電壓應力為

各功率二極管的電壓應力為

變換器中各電容的耐壓應力值為：

3 變換器樣機設計策略

3.1 電壓閉環控制策略

由于UPS 系統對內部直流電壓準確性有一定的要求，變換器采用了基于PI的電壓閉環控制策略，其控制原理如圖5 所示。參考電壓與經過傳感器采樣得到的測量電壓作差，得到電壓偏差量，經PI調節器作用，將信號傳遞給PWM 控制器，進一步發出控制功率開關通斷的控制信號，最終得到理想的輸出電壓值，同時傳感器繼續對輸出電壓進行采樣，作用于下一個循環過程。

圖5 PI電壓閉環控制原理

經過對試驗樣機的閉環功能調試，得出試驗樣機的PI 參數為：比例系數Kp=0.004，積分系數Ki=0.000 3。

3.2 試驗樣機器件選型及參數設計

樣機試驗對于驗證變換器理論分析的可行性十分重要，本次樣機試驗的參數設計為：輸入電壓Uin可變范圍20～50 V；輸出電壓Uo為200 V；開關頻率fs為20 kHz；樣機額定功率500 W；等效負載電阻為80 Ω。

根據設計參數，本次樣機設計所用的器件選型為：輸入電源為0～60 V 可調開關電源；控制器選用DSP，其型號為TMS320F28335；功率開關Q1型號為IRFP4568PBF；功率二極管D2—D5型號均為60CPQ150；電容C1為220 V/100 μF 的電解電容，電容C2—C4為160 V/150 μF 的電解電容；電感L 的電感值為200 μH。

4 試驗結果分析

變換器的試驗樣機如圖6 所示。樣機試驗結果分析所選取的試驗條件為：Uin=30 V，Uo=200 V。

圖6 試驗樣機

在該試驗條件下電感電流iL和功率開關Q1的電壓應力波形如圖7所示。Q1導通時電壓應力為0，此時電感L處于蓄能狀態，通過其的電流逐漸增大；Q1關斷時加在其兩端的電壓應力約為67 V，恰好是輸出電壓Uo的1/3，驗證了上述關于Q1電壓應力計算的正確性。

圖7 電感電流iL與功率開關Q1電壓應力波形

為了驗證PI 電壓閉環控制策略的有效性，模擬輸入電壓不斷變化的情況下變換器維持輸出電壓穩定的能力。如圖8 所示，輸入電壓由50 V 連續降至20 V，此時輸出電壓維持200 V 不變，過程中電壓增益由4倍增大至10倍。由此可見該變換器可以承受輸入電壓帶來擾動的同時維持直流輸出的電特性，具備寬增益特性和較寬的變壓范圍。

圖8 輸入電壓由50 V變化到20 V條件下的動態試驗波形

試驗樣機的效率測量在Uin=30 V，U0=200 V 的試驗條件下進行，3 種不同輸出功率（P0=200 W/300 W/500 W）下的效率曲線如圖9 所示。由圖9 可知，樣機工作效率未隨輸入電壓Uin的改變而產生明顯的變化，而是隨輸出功率P0的上升而得到提高。由此可見影響樣機效率的損耗主要為固定損耗，隨功率的升高而較小，因此適當提升功率有利于獲得較高的能量轉換效率。試驗測量得到的最高效率為94.8%，最低為92.6%。

圖9 不同輸入電壓下的變換器效率

5 結語

基于變換器工作原理、樣機策略和試驗結果的分析計算，提出并設計了一種應用于大功率UPS 系統中的寬增益DC/DC 變換器。試驗驗證了所提變換器具有至少4～10 倍的較寬變壓范圍，在電壓閉環控制策略的作用下，變換器可以在輸入電壓發生波動時提供穩定的輸出電壓，同時維持了較高的能量轉換效率。后續的工作將圍繞如何進一步改善變換器的控制效果進行，例如引入預測控制和前饋控制等，提高UPS系統工作的可靠性和穩定性。