微弱信號放大電路設計

劉傲東，廖宏宇，劉紫東

（1.延安大學物理與電子信息工程學院，陜西延安 716000；2.第七〇五研究所，陜西 西安 710065；3.西安理工大學，陜西西安 710048）

隨著新技術革命的到來，世界開始進入信息時代。在利用信息的過程中，首先要解決的就是要獲取準確可靠的信息，而傳感器是獲取自然和生產領域中信息的主要途徑與手段[1]。它是當今物聯網實現自動檢測和自動控制的首要環節。

由于傳感器輸出阻抗高，輸出的電信號往往十分微弱,有時甚至還有強烈的電磁及外界噪聲干擾[2]。一直以來微弱信號放大都是一個比較棘手的問題，特別是信號幅度達到微伏級且阻抗較大的弱小信號，電路設計的難度很大，噪聲難以控制。為了使信號采集系統能夠有效檢測并提取微弱信號，設計了一種具有高輸入阻抗、高共模抑制比、線性度好的低噪聲放大電路，可廣泛應用于微弱信號檢測。

1 微弱信號放大電路設計方案

通常傳感器所接收到的信號都非常微弱，而且大多時候還被淹埋在環境噪聲之中。因此，要采集這樣的微弱信號，一般都要先經過放大濾波處理，以將不相關的干擾和噪聲剝離掉，并且信號放大幅度要達到后續數據采集系統能夠接收的信號范圍。通常，先通過前置放大電路完成阻抗匹配和初級放大，再通過濾波電路濾除掉大部分噪聲，最后通過后級放大電路輸出具有較高信噪比的待檢測信號。根據該項目需求，已知待檢信號為29～31 kHz 之間的單頻脈沖信號，脈寬約為10 μs，信號強度小于10-5dB，即傳感器輸出的待檢電壓信號幅度峰-峰值小于28.828 μV，要求將信號放大到80 dB 以上。為此設計電路原理框圖，如圖1 所示。

圖1 微弱信號放大電路原理框圖

2 微弱信號放大電路設計

2.1 前置放大電路設計

在整個電路中，系統的噪聲情況主要由前級放大電路決定。由級聯放大器的低噪聲原理[3]，一般要求前置放大電路的增益要盡可能大且具有低噪聲，這樣整個電路多級串聯放大器的噪聲系數才會比較小[4]。多級放大器的總噪聲系數計算公式為[5]：

其中，Nf為多級放大器總的噪聲系數；Nf1、Nf2和Nf3為每一級的噪聲系數；G1、G2則為每一級的增益。從上式可以看出,系統的總噪聲主要取決于第一級的噪聲系數。越是后面的放大器,對系統噪聲系數的影響就越小,這是因為越到后級，信號的功率越大,后面放大器內部噪聲對信噪比的影響就較小了。因此,對第一級來說,不但希望噪聲系數小,也希望增益大,以便減小后級噪聲的影響。

由于具有儀表放大器輸入結構的差分放大電路對共模輸入信號有很強的抑制能力[6]，對差模信號的影響較小，通常差分放大電路用來做集成運算的輸入級和中間級，可以抑制由外界環境的變化帶給電路的影響[7]。在微小信號處理方面，一般先讓信號通過差分放大電路，從而提高信噪比。

該設計采用高精度儀表放大器INA828 來做前置放大電路設計，此放大器可通過單個外部電阻器在1～1 000 倍范圍內設置增益。由于采用新的超β輸入晶體管（這些晶體管可提供極低的輸入失調電壓、失調電壓漂移、輸入偏置電流以及輸入電壓和電流噪聲），該器件可提供出色的精度。其電路如圖2 所示。所接R1和R2輸入端電阻要相等，主要是為了使內部的差分放大器盡量處于平衡狀態,以提高共模抑制比。其次，應考慮電路的實際需要，輸入端電阻取值越大，對前級要求越低，但也越容易引入干擾信號。因此在取值時應綜合考慮，一般對于音頻電路來說，取10～47 kΩ之間比較合理。

圖2 前置放大電路圖

前置放大電路的增益為G=1+=501，即放大約54 dB。

2.2 濾波電路設計

為了提高電路的信噪比以及排除干擾,設計時最好用濾波器對差分放大后的信號進行處理，這部分是噪聲抑制關鍵性的一步[8]。由于已知待檢信號的大概頻率范圍，為減輕后續數據分析系統的壓力，該設計在前置放大電路之后加入了一個八階帶通濾波電路，以濾除有用信號頻帶以外的干擾和噪聲。

凌力爾特公司的LTC1562 是一款具有軌至軌輸入和輸出的低噪聲、低失真、連續時間濾波器，其專為10～150 kHz 的中心頻率f0而優化[9]。和大多數單片式濾波器不同，該器件不需要時鐘。4 個獨立的二階濾波器部件能夠以任意組合進行級聯，例如：一個八階濾波器或兩個四階濾波器。每個濾波器部件的響應由3 個外部電阻器采用簡單的設計公式針對中心頻率、Q 值和增益進行設置。每個二階濾波器部件提供低通和帶通輸出。如果用一個外部電容器替代了其中一個電阻器，則可提供高通響應。另外，還可實現全通、陷波和橢圓濾波器響應。

該電路利用凌力爾特公司免費提供的濾波器設計軟件FilterCADv300.exe，以LTC1562 芯片為核心，設計了一個八階巴特烏斯帶通濾波器，設定參數為中心頻率30 kHz，通帶4 kHz，阻帶20 kHz，阻帶衰減40 dB，帶通濾波電路見圖3。

圖3 帶通濾波電路圖

圖4 給出了帶通濾波電路仿真結果，其通帶為28～32 kHz，起伏為-3.55 dB，阻帶衰減為-48.36 dB。

圖4 帶通濾波電路仿真結果

2.3 后級放大電路設計

后級放大和前置放大的電路結構沒有本質上的不同，只是設計時需要盡量減小后級放大增益來盡可能降低由信號鏈路帶來的噪聲，保證最終輸出信號的質量。

后級放大電路采用AD797 來進行設計[10]，它是一款極低噪聲、低失真運算放大器，在音頻帶寬上具有低噪聲(0.9 nV/)和低總諧波失真(-120 dB)特性，此外還具有出色的壓擺率(20 V/μs)和增益帶寬(110 MHz)，低失真和16 位建立時間特性，使之非常適合緩沖Σ-Δ型ADC[11]的輸入或高分辨率DAC 輸出，也非常適合用作通用放大器。圖5 給出了后級放大電路圖，其增益約為36 dB。

圖5 后級放大電路圖

2.4 外觸發電路設計

外觸發電路的目的主要是為了減輕采集系統的工作量，很多時候待采集信號大多為脈沖信號，采集系統只需采集放大后的該脈沖信號并進行分析，但人們不知道該信號什么時候到來。據此為采集系統設計了一個外觸發電路[12]，只有采集系統被觸發時才開始采集信號。其基本原理為對后級放大電路輸出信號進行二極管包絡檢波[13]，當有脈沖信號到來并能過門限時，通過電壓比較器輸出一個TTL 觸發信號。外觸發電路見圖6。

圖6 外觸發電路圖

設計選用1N60 作為檢波二極管[14]。其導通電壓約為0.2～0.25 V，因此理論上后級放大電路輸出信號峰峰值要大于0.5 V，檢波器才有輸出。電壓比較器選用LM311，通過調整電位器R37的阻值來確定信號門限，當檢波信號（LM311第2腳）大于LM311第3腳電壓時，LM311 輸出5 V 高電平，否則輸出低電平。只有在高電平時，數據采集系統才開始采集數據（信號），低電平時不采集。

3 電路測試

根據前述設計制作了實際電路板，并用信號分析儀35670A 進行了電路增益、頻率響應、脈沖信號和外觸發性能測試。輸入頻率為30 kHz 正弦連續信號，幅度為2 μVpp（設置信號源輸出20 mVpp信號，再用Agilent 手動步進衰減器衰減80 dB 即可得到該小信號），該信號理論值為-123 dB，實測幅度值為-123.17 dB，圖7 為放大后信號頻譜分析，幅度值為-32.86 dB，由此得到的系統增益為90.31 dB，滿足設計要求。

圖7 輸出信號頻譜測試

采用掃頻方式對整個電路進行了0～51.2 kHz 范圍內的頻率響應測試，幅度為-3 dB時通帶約為28.5～31.5 kHz，阻帶衰減約48 dB，與仿真結果基本一致，電路幅度頻率響應如圖8 所示。

圖8 電路幅度頻率響應

外觸發電路測試：輸入為脈寬10 ms、幅度16 μVpp、頻率30 kHz 的正弦信號，圖9 給出了輸出結果，理論值應為0.506 V（放大90 dB），實測為0.52 V。圖10為檢波輸出以及觸發信號輸出結果。

圖9 脈沖信號放大測試

圖10 檢波輸出以及觸發信號輸出

4 信號采集及處理方法

采用USB-6366 作為信號采集卡[15]，通過外觸發信號上升沿觸發采集系統，為了避免干擾導致的誤觸發，系統連外觸發信號也一并采集，通過判斷外觸發信號脈寬來判斷采集的信號是否有效。下一步則是對采集的信號進行處理，采用Chirip-z 變換[16]對信號進行分析，其核心算法如下：

其中，f、s為采樣頻率；f1 為起始頻率；f2 為截止頻率。圖11為普通FFT分析結果（采樣率為250 kHz），圖12 為Chirip-z 分析結果（29～31 kHz），可見后者的分析效果遠好遠于前者。

圖11 普通FFT分析結果

圖12 Chirip-z分析結果

5 結束語

設計了一種放大90 dB（約31 623 倍）的微弱信號放大電路，經過實驗室測試，所設計的電路可以有效地放大微弱信號到計算機能夠處理的范圍，滿足實際測量需求。對于設計高靈敏度、低噪聲放大電路具有實際參考意義。