逆變器緩沖電路的設計方法

2021-07-30 02:38:24潘海毅

通信電源技術 2021年7期

潘海毅

（廣東電網有限責任公司廣州供電局，廣東廣州 510700）

0 引言

以IGBT和MOSFET為代表的壓控型開關器件一般封裝成半橋或全橋結構的電力電子模塊，從而構成了逆變器的基本核心單元。逆變器工作時，由于IGBT及反并聯二極管在開通過程中的續流導致產生較高的di/dt，從而引起電磁干擾甚至器件過流損壞等風險，因此需要在其電路中串聯緩沖電感限制電流的快速變化。

為了保證器件的可靠工作，不同應用領域的專家開展了大量研究工作，其研究目標都是通過設計緩沖電路的結構、選擇合理的參數控制電流變化率實現抑制振蕩[1-3]。在具有上述功能的前提下，不同文獻提出了緩沖電路的不同設計方法，如文獻[4-6]給出了RLC串聯、驅動參數控制等方法。

緩沖電路各元件參數設計復雜度與抑制效果是關聯的。文獻[7,8]中以SiC MOSFET的緩沖電路為研究對象，器件開關速度更快，緩沖電路的設計更為困難和復雜。在一些特殊應用領域，如文獻[9]在斷路器應用中，緩沖電路的設計尤其重要。

本文以全橋結構的模塊為對象，在分析逆變器工況時序過程的基礎上，總結了緩沖電路中關鍵參數的設計方法，給出了通用的設計公式，為緩沖電路的設計提供了參考。

1 逆變器緩沖電路工作特性

以應用最廣泛的IGBT為核心器件的全橋結構逆變器為研究對象，如圖1所示。逆變器工作時，IGBT1和IGBT3為一組，IGBT2和IGBT4為一組，每組IGBT同時導通與關斷，兩組IGBT交替通斷，其波形相同。以IGBT1為例，在逆變器中工作時其電流和電壓波形如圖2所示。

圖1 全橋結構的緩沖電路

在t0～t2階段，IGBT1和IGBT3開始導通，通過調整緩沖電感的大小，可以限制器件換流時電流的變化率，即di/dt的數值。在t3～t4階段，IGBT1和IGBT3進入關斷狀態，由于緩沖二極管和鉗位電容支路上雜散電感的存在，導致IGBT1出現了電壓過沖Vp1，其電壓過沖峰值由流過鉗位電容的電流變化率di/dt與雜散電感值決定。在t4～t5階段，IGBT1和IGBT3已經關斷，流過緩沖電感的電流向鉗位電容充電中IGBT1兩端電壓出現第二個電壓過沖Vp2。在t5～t6階段，IGBT1和IGBT3繼續保持關斷狀態，鉗位電容放電，緩沖電感在電流減小到零后經過二極管反向恢復，IGBT1的端電壓將會繼續減小到最小值然后慢慢恢復到穩定值，重新回到t0之前階段。

2 緩沖電路中各元件參數的計算

2.1 緩沖電感L的設計

緩沖電感L的主要作用是限制開通電流上升率和關斷電流的下降率。它的取值與直流電壓VDC、IGBT額定di/dt以及并聯二極管的關斷di/dt的大小等相關。在器件開通時存在公式：

式中，VDC為母線電壓，L為緩沖電感，Ls為雜散電感。按照逆變器工作時的母線電壓和器件允許的最大電流變化率（di/dt）可以確定緩沖電感的取值。并且由于器件導通和阻斷時允許的電流變化率不同，因此可以得到緩沖電感的允許范圍為：

由于IGBT器件開關時的電流變化率較小，緩沖電感的數值會遠高于雜散電感，因此可以忽略雜散電感的影響。

2.2 鉗位電容C的計算

當器件關斷后，由于緩沖電感中所儲存的電能不能夠馬上釋放，因此鉗位電容和吸收電阻提供了能量釋放電路。

在IGBT開通后，由基爾霍夫定律和瞬態信號分析方法可得：

在電壓取極大值時，電容數值最小，因此電容的取值條件為：

該標準提出了智能門鎖的系統安全架構、智能門鎖終端安全、智能鑰匙安全、云服務平臺安全、客戶端安全、通信安全、安全分級方法等，適用于智能門鎖設計、制造、管理以及應用系統的建設和運維。

式中，ΔUmax=u(t)max-UD

2.3 吸收電阻R的計算

鉗位電容通過吸收電阻放電的等效電路中，電感支路視為開路，母線電容一般較大，視為短路。吸收電阻和鉗位電容的數值相互制約，緩沖電路中吸收電阻的計算公式為：

對于k的數值，一些文獻采取規定數值的方式，通常為0.8，按照這一約定可以直接計算獲得吸收電路中各參數的數值，另外也可以按照約定放電時間的方式進行處理。由于鉗位電容C中的能量要在規定時間內完成放電，所以時間常數τ要限值在一定的時間內，由此可以得出k的計算為：

在確定放電時間后，依次可以計算得到鉗位電容和吸收電阻。

3 分析驗證

為了分析本文總結的吸收電路各參數取值方法的準確性，本節按照圖1建立了仿真電路，在改變吸收電路參數情況下進行了對比計算。

3.1 仿真電路參數設計

仿真電路中，母線電壓為2 000 V，最大電壓不超過2 500 V，因此電壓最大變化數值為500 V，最大輸出電流為2 000 A。IGBT及其反并聯二極管承受的最大 di/dt為 800 A/μs，阻斷時通常大于 200 A/μs。因此，由式（2）可以計算得到緩沖電感的范圍為2.5 μH≤L≤10 μH。

3.2 仿真電路控制方式

為了模擬實際逆變器工況，仿真分析時采用PWM脈寬調制策略，開關頻率為400 Hz，IGBT1和IGBT3控制信號相同，IGBT2和IGBT4控制信號相同，兩組控制信號為互補信號，切換時死區時間為80 μs[10]。

3.3 仿真結果分析

參考前文的分析，緩沖電路的作用是通過對IGBT器件開關過程中高頻振蕩的抑制，實現較低的關斷電壓和較小的電流過沖。

為了獲得緩沖電路對開關過程的影響程度，并且考慮到電壓和電流波形特征相同，因此本文定義了如圖3所示的開關過程波形參數。其中電流主要關注上升階段的電流變化率di/dt，電壓關注過充ΔU。

圖3 器件開關波形特征

本文應用Saber軟件建立了逆變器的模型，計算了不同參數情況下的波形參數變化。鉗位電容為10 μF，吸收電阻為0.5 Ω時，緩沖電感參數對波形參數影響如表1所示；緩沖電感為6 μH，吸收電阻為0.5 Ω時，鉗位電容參數對波形參數影響如表2所示；緩沖電感為6 μH，鉗位電容為10 μF時，吸收電阻參數對波形參數影響如表3所示。