一種雙環串聯頻率綜合器的設計

李洪濤

(中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北石家莊 050081)

0 引言

頻率綜合器作為現代電子設備和電子系統的基礎,被廣泛應用于通信、雷達、干擾、遙控遙測等領域。隨著電磁環境越來越復雜,測量精確的要求也日益提高,這就要求頻率綜合器具有寬頻帶和小步進的同時具有更低的相位噪聲[1]。但是上述各個指標之間會互相影響,因此需要在設計時選擇合適的方案來滿足系統對各個指標的要求。

1 頻率合成技術原理

頻率合成技術是將一個基準頻率信號變換為所需要的頻率信號的技術。目前頻率合成的方法可以分為直接頻率合成、鎖相頻率合成和直接數字頻率合成三種基本的方式[2]。但是在高指標頻率綜合器的設計中,一般是通過結合兩種或三種頻率合成方式的混合頻率合成方式來得到高指標頻率綜合器。

2 方案設計

2.1 方案總體設計

常規的寬帶小步進頻率綜合器一般是通過多環混頻方案實現。多環混頻方案至少包括一個大步進環與一個小步進環,其中大步進環實現寬帶信號輸出,小步進環實現小步進輸出,通過多環混頻可以在保證信號輸出相噪極低的同時實現寬帶和小步進。但是隨著頻率的提高,多環混頻方案的設計變得越來越復雜,并且受鑒相器指標限制,難以實現極低的相位噪聲。

多環混頻方案相當于多個環路相加實現寬帶,隨著輸出頻帶變寬,方案變得極為復雜。在此基礎上。本文提出了一種雙環串聯方案,首先通過鎖相環產生一個窄帶信號,然后通過倍頻及分頻,通過鎖相環電路將這個窄帶信號搬移到全頻帶上。方案總體框圖如圖1所示,壓控振蕩器與窄帶信號的倍頻信號及分頻信號多次混頻后產生低頻信號作為反饋信號,通過鑒相器與參考信號鑒相后控制壓控振蕩器鎖定。

圖1 總體方案框圖Fig.1 Block diagram of the overall scheme

首先產生一個窄帶信號FIN進入功分器1分為三路,分別產生一次混頻信號Fmul1、二次混頻信號Fmul2及參考信號FREF。壓控振蕩器輸出信號FVCO經過功分器2后分為三路,其中一路作為輸出信號,第二路經過分頻器2分頻后入鑒相器2,與參考信號進行鑒相,控制壓控振蕩器預置在需要頻率上[3],第三路先與Fmul1進行混頻,然后根據輸出頻率選擇與Fmul2進行混頻后入濾波器2或者直接入濾波器2,經濾波器2濾波后的信號Fm2入鑒相器1,與參考信號進行鑒相,控制壓控振蕩器鎖定。開關可以根據需要切換為預置電路或鎖定環路。

2.2 分支電路設計

Fmul1產生如圖2所示。窄帶信號經過梳狀譜發生器后產生高次諧波信號[4],通過開關選擇及濾波器濾波后分別選擇出窄帶信號的三、四、五、六次諧波,即為Fmul1。

圖2 一次混頻信號產生電路Fig.2 Primary mixing signal generation circ uit

Fmul2產生如圖3所示,窄帶信號經過八分頻后入梳狀譜,產生的高次諧波信號,通過開關選擇及四路濾波器分別濾波后選擇出1/8FIN、2/8FIN、3/8FIN、4/8FIN信號,即為Fmul2。

圖3 二次混頻信號產生電路Fig.3 Secondary mixing signal generation circuit

窄帶信號產生如圖4所示,100MHz晶振輸出信號經過梳狀譜電路后產生100MHz高次諧波信號,通過功分器分為兩路。其中一路通過濾波器2將信號中的1400MHz信號濾出,另一路通過濾波器1將3000MHz信號濾出,信號經過DDS分頻后輸出125±15MHz信號入鑒相器。壓控振蕩器輸出信號與1400MHz信號混頻后經過低通濾波器濾波,中頻信號入鑒相器與DDS輸出信號進行鑒相,鑒相器根據兩個信號的相位及頻率差值輸出相應電壓,經過環路濾波器濾波后,控制壓控振蕩器鎖定需要的輸出頻率上。

圖4 窄帶信號產生電路Fig.4 Narrow band signal generation circuit

2.3 變頻方案設計

由方案易知:

當一中頻信號Fm1直接入濾波器2時,可以將Fmul2視為零頻率,即:

本方案中一中頻及二中頻信號均選擇差頻信號輸出[5],則:

通過推導可得:

將N=3、4、5、6及M=0、1、2、3、4代入公式,則可得:

將FIN=1525±15MHz代入公式,可知當k=52、53、54…104時,FVCO輸出頻率可以覆蓋5GHz～10GHz全頻段。

3 指標分析

3.1 相位噪聲分析

本方案中總相位噪聲是由晶振、倍頻器、D D S、鑒相器、VCO等引入相位噪聲的疊加。

其中,晶振選擇超低相噪恒溫晶振,其相位噪聲可以達到-165dBc/Hz@10kHz。

設PNIN為倍頻前信號在頻偏10kHz處的相位噪聲,則N倍頻后輸出信號在頻偏10kHz處的相位噪聲PNOUT為:

因此1400MHz倍頻輸出信號相噪為:

由于DDS輸入3000MHz參考信號為梳狀譜產生,相噪較低,不會對DDS輸出信號相噪產生影響,因此僅需要考慮DDS器件產生相噪即可。目前較好的DDS芯片輸出頻率125±15MHz時相噪可以優于150dBc/Hz@10kHz。

由于窄帶信號FIN為1400MHz信號與FDDS信號混頻得到,將1400MHz信號與FDDS信號相噪相加,可以得到窄帶信號FIN相噪約為-141dBc/Hz@10kHz。

隨著信號輸出頻率增高,信號相噪會惡化,易知當Fmul1及Fmul2輸出頻率最高時相噪最差。

Fmul1的最差相位噪聲為:

PN1=-141+20log(6)≈-125dBc/Hz@10kHz

Fmul2的最差相位噪聲為:

PN2=-141+20log(0.5)≈-147dBc/Hz@10kHz

FREF相位噪聲為:

-141+20log(1/32)≈-171dBc/Hz@10kHz

考慮到常用的分頻器單邊帶相位噪聲一般優于-150dBc/Hz@10kHz,即最終FREF相噪PN3優于-150dBc/Hz@10kHz。

目前常用的鑒相器歸一化帶內相位本底噪聲一般優于-220dBc/Hz@10kHz,則鑒相器2引入的相位噪聲為:

PN4=PNfloor+10log(FREF)

=-220+10log(1.54×109/32)

≈-143dBc/Hz@10kHz

壓控振蕩器輸出信號FVCO的帶內相噪為Fmul1、Fmul2、FREF及鑒相器引入的相噪之和,最終輸出信號的理論相位噪聲為:

3.2 雜散分析

頻率綜合器中的雜散一般分為近端雜散與遠端雜散。

本方案中VCO輸出信號經過二次混頻后產生的中頻信號入鑒相器進行鑒相,經過環路濾波器進行濾波可以有效濾除遠端雜散,結合空間屏蔽、開關隔離、電源濾波和濾波器過濾來抑制,產生的雜散非常低,雜散抑制可以達到75dBc以上。

近端雜散主要是鑒相泄露雜散[6]和DDS產生雜散。其中鑒相泄露雜散可以通過設計合適的環路濾波器來抑制,可以保證75dB以上。由于DDS輸入頻率為3000MHz,輸出頻率為110MHz～140MHz,此時DDS分頻比N＞21,因此產生的雜散非常低,不會造成影響。

綜上所述,本方案的最終雜散抑制可以達到75dBc。滿足系統要求。

3.3 步進分析

本方案中的步進通過更改D D S的頻率來實現。目前DDS已經可以實現64位分頻。

由于DDS的參考信號頻率為3000MHz,假設DDS調諧控制字64位,則方案中FIN最小步進為:

3000×106Hz/264≈1.6×10-10Hz。

由于VCO輸出信號頻率FVCO=FIN/32×(2k+1) (k=39、40…104),則VCO輸出信號最小頻率步進為:

1.6×10-10Hz/32×(2k+1)≈1×10-9Hz

4 指標分析

通過理論計算可以知道本方案輸出信號頻率10GHz時可以實現-125dBc/Hz@10kHz的相位噪聲。而通過直接倍頻方式產生10GHz信號的理論相位噪聲為:

-165+20log(100)=-125dBc/Hz@10kHz。本方案輸出信號的相位噪聲在理論上已經與直接倍頻方式相等。

繼續繼續分析可知,本方案的相位噪聲為Fmul1、Fmul2、FREF及PNPD之和。其中,

Fmul1相噪優于-125dBc/Hz@10kHz;

Fmul2相噪優于-147dBc/Hz@10kHz;

FREF相噪優于-150dBc/Hz@10kHz;

PNPD相噪優于-143dBc/Hz@10kHz。

通過比較可知本方案主要相噪為Fmul1產生,而Fmul1相噪由1400MHz梳狀譜信號相噪決定,即主要受晶振相噪影響。如果更換指標更好的晶振,則本方案的相位噪聲指標還可以進一步提高。

5 結語

本文提出了一種雙環串聯的寬帶小步進低相噪頻率綜合器的設計方案,并在方案的基礎上進行了理論分析。可以看到該方案結構簡單,實現難度小,在保證寬頻帶和小步進的同時其相噪已經可以與直接頻率合成方案的指標相當,具有良好的應用前景。