混合控制的微能網無功補償和諧波消除

朱世欣,包繼剛,胡延東

(蘭州理工大學技術工程學院,甘肅 蘭州 730050)

0 引言

隨著傳統能源的枯竭,傳統能源危機日漸嚴重,新能源得到大力發展。新能源微能網已成為電力重點發展領域。目前,對新能源微能網的要求已不僅停留在孤島發電,而是需要其能在并網和孤島之間靈活切換運行,并且損耗小、穩定和利用率高。這就使得新能源微能網運行過程中對電能質量的要求很高:不僅能夠滿足電力不平衡的穩定要求,而且需要消除系統自身產生的諧波問題。

針對上述實際應用中出現的情況,國內外學者們提出解決的辦法。文獻[1]從硬件方面出發,通過使用容量更大的開關斷路器和變壓器,替換原來的落后器件。該方案使得設備費用昂貴,不是完全有效的解決途徑。文獻[2]采用電壓控制模式,針對分散、集中和分布式提出了有功和無功功率的控制方法。但這種方法不能很好地消除諧波的影響。為此,文獻[3]通過電壓補償的方法,添加了有源濾波器(active power filter,APF)。但這種情況對線性負載補償較為明顯,對非線性負載有一定的局限性。文獻[4]～文獻[6]通過兩臺電流控制模式,協調控制電網電壓諧波與局部非線性的補償,并考慮了逆變器諧波的補償。

基于上述研究,本文利用二次控制的結構,采用電流控制模式(current control mode,CCM)和電壓控制模式(voltage control mode,VCM)。其中,電壓控制主要對逆變器的電壓幅值、下垂控制器等參數進行了控制;電流控制模式能夠消除系統諧波,并進行無功功率補償。

1 微能網控制結構

本文通過CCM 和VCM 單元的自主協調補償,進而解決無功功率的分配和電網中諧波的消除。其中:VCM單元用于基本的本地控制;CCM 單元則進行電流的諧波補償和無功功率的補償。除此之外,本文還采用局部測量的方法,對線路中的一些參數進行檢測,進而根據控制器的計算結果選擇適當的控制方法;通過局部測量代替通信鏈路,使得系統更加方便、簡單、快捷。

2 電壓控制法

本文所研究的微能網VCM 控制模塊,其電壓控制結構如圖1 所示。

圖1 電壓控制結構圖Fig 1 Voltage control structure diagram

由圖1 可以看出,模塊通過下垂控制、功率計算、虛擬阻抗對逆變器的輸入信號進行調節,進而對逆變器的輸出進行控制。在下垂控制中,本文使用了下垂控制器對系統的電壓值和頻率值進行控制,并通過虛擬阻抗調整線路輸出電壓[7]。圖1 包括控制回路和主回路。主回路為一些硬件結構。控制回路為基本的對電壓質量進行調節的模塊。

圖1 中,系統在主回路中通過LCL 濾波器,從端電壓進行信號采集;采集到的微能網輸出電壓和電流,通過控制器進行計算[8];最后合成的三相標準電壓經過電壓和電流環控制將信號送入到逆變器中。下垂控制的控制公式為:

式中:f0和U0分別為額定頻率和額定逆變器輸出電壓;p0和Q0分別為額定的有功功率和無功功率。

3 電流控制法

CCM 控制結構如圖2 所示。

圖2 CCM 控制結構圖Fig 2 Schematic diagram of CCM control structure

由圖2 可知,信號從逆變器的輸出經過電感電容電感(lnductamce capacitance lnductam,LCL)濾波器的濾波,在系統的端點處采集到輸出的電壓、電流信號。該信號經過多階二階廣義積分器[9](multiple second order generalized integrators,MSOGI)。MSOGI 對所得到的相電壓信號進行檢測,并提取基波和有功、無功功率一起進行電流參考值計算。計算得到的信號將和系統中逆變器輸出端點處的電流進行比較。最終合成的誤差信號經過比例數據(proportional resonant,PR)控制器送入逆變器中。采用該方法,能更好地對干擾進行抑制,有更好的高濾波、快速動態響應。

3.1 二次多階廣義積分提取法

由于對光伏微能網中的基波及多階波形進行提取,在二階廣義積分(second order generalized integrators,SOGI)的基礎上,本文采用了多階二階廣義積分器。多階廣義積分器信號提取原理如圖3 所示。

圖3 中,對輸入的電壓信號進行90°相角偏移,旋轉所得到的信號變為兩相靜止αβ坐標系下的電壓信號,再對所得到的信號進行正負序分量的提取,以此獲得兩相正交電壓信號[10]。

圖3 多階廣義積分器信號提取原理圖Fig.3 Schematic diagram of signal extraction of multi order generalized integrator

圖1 中,系統由于負載的不平衡,端點處會輸出不平衡的信號,進而伴有諧波產生。本文通過多階二階廣義積分器進行輸出電壓的90°相角偏移,再對所得到的信號進行正負序分量的提取,以此獲得兩相正交電壓信號[11]。得到的傳遞函數SOGI 可表示為:

如圖3 中輸入的總電壓信號,由于三相不平衡負載的影響,經過諧波抵消和SOGI,最后分別得到了MSOGI 信號。該信號轉換到靜止坐標系中,對αβ坐標系取絕對值,得到各次波形的絕對值。

3.2 參考電流計算

如圖3 所示,通過有功功率P、無功功率Q、系統的輸出基波電壓值共同計算出αβ坐標系下的參考電流值[12]。其計算公式如下:

式中:Iref,α、Iref,β為單相電流在αβ坐標系的參考值;UO1,α、UO1,β為單相輸出基波電壓值;P、Q為計算所得的有功無功功率。

式(3)對參考電流進行了計算。參考電流是將系統中的其他諧波進行抵消,最終只留下了基波電流。這樣不僅起到了濾波的作用,而且消除了系統中其他不必要的分量值,保證了在故障或不平衡情況下故障電流的抑制作用[13]。

3.3 PR 電壓電流控制

本文采用PR 控制器進行信號控制。該PR 控制器可以對系統中的特定次諧波進行分離:既可以對系統中奇數次諧波進行指定的分離,使得系統中只留下所需的諧波;又可以保證電流在基頻和選頻上的精確跟蹤[14],從而達到所需值。

本文所設置的PR 控制器傳遞函數[15]為:

式中:kp V、kp I為電壓、電流的比例諧振系數;krV、krI分別為電壓、電流的諧振增益;ωC V、ωC I為電壓、電流控制器的截止頻率。

4 仿真結果分析

為了對上述中所提出的策略進行驗證,本文搭建了MATLAB 仿真模型。

微能網組成結構如圖4 所示。

圖4 微能網組成結構圖Fig.4 Comosition structure of micro energy network composition

從圖4 可以看出:DG1采用了VCM 控制方法;DG2、DG3采用CCM 控制方法;將三個DG 的輸出信號連接到公共點處,共同維持端點處的電能質量。

本文仿真參數有主參數和控制參數。主參數包括逆變器參數Udc=650 V、UMG=310 V,頻率F=50 Hz,有功P=3 500 W,輸出感抗L0=1.8 mH,濾波電感L=1.8 mH,濾波電容C=25,線性負載ZL1,2,3=2+j0.3 Ω。控制參數包括電壓電流環中KPV=1、KrV=50、KPI=20、KrI=1 000、ωCV=2、ωcI=2,下垂控制系數KPQ=0.2、KiP=0.001 5,二次控制參數KPf=0.001、Kif=1、KPE=0.001、KiE=0.5。

微能網系統的有功功率波形如圖5 所示。。

圖5 有功功率波形Fig.5 Schematic diagram of active power waveforms

對上述所搭建的模型,分別進行分時分析:1～2 s時加入了VCM 模型;2～3 s 時加入了CCM 模型,則DG2/DG3的虛擬電導同樣得到接入;在3～4 s 時接入CCM 模型的無功下垂控制;在4～5 s 時接入非線性負載。

諧波畸變率波形如圖6 所示。

圖6 諧波畸變率波形Fig.6 Schematic diagram of harmonic distortion rate waveforms

根據本文所提出的控制策略,在0 s 時加入VCM和CCM 模塊,則VCM 和CCM 同時運行,根據控制要求CCM 控制的DG2/DG3,有功功率是滿負荷投入的。在4 s 時刻加入非線性負載時,DG1有功功率增加,DG2/DG3保持原波形未變。這是因為增加了非線性負載,DG1通過調節下垂控制,進而匹配相應的有功功率;而DG2/DG3中所給出的有功功率已經是最大,因此功率不再增加。由此可見,VCM 模型能很好地對功率進行調整。

從圖6 可以看出:第5、7 以及11 次和總的諧波畸變率HTDH,在1 s 時加入了VCM 模型。由于DG1虛擬阻抗環的接入,使得主電路中的電感受到影響,因此各次諧波出現了下降,總的TTDH也下降。在2 s 時加入了CCM 模型。由于DG2/ DG3的虛擬電導的接入,并且CCM 單元模型對諧波進行了很好地消除,諧波明顯得到了控制。從圖6 也可以看出,與VCM 相比,CCM能對諧波有更好的控制效果。因此,CCM 模塊能很好地對諧波進行消除。

5 結論

本文對VCM 和CCM 模型進行了電能質量的分析研究,對于所提出的電壓、電流控制方法,通過仿真進行驗證。其中,電壓采用VCM 的控制方法進行有功功率調整;電流采用CCM 的控制方式,能使系統的諧波得到很好的治理。另外,根據快速性的響應分析結果,也同樣證明了該分散控制方案優于網絡鏈路的控制,能使系統更簡單、快速。最后,本文對提出的理論進行分析,通過Matlab 仿真軟件進行了實際與理論的驗證,證明了所提出的控制方法的正確性、合理性。