新型斜率補(bǔ)償電流峰值控制Y 型拓?fù)溟_關(guān)電源

鄒錦浪，張黎明，謝霞明，韓業(yè)華，楊肖鋒

（1.上海空間電源研究所，上海 200245；2.中國科學(xué)院微小衛(wèi)星創(chuàng)新研究院，上海 201203）

衛(wèi)星電源系統(tǒng)是衛(wèi)星的能源心臟，一次電源部分則是衛(wèi)星電源系統(tǒng)的核心，它為星上的電氣設(shè)備提供能量，并保護(hù)電源系統(tǒng)[1-3]。PCU 起著在太陽能電池陣、蓄電池與配電單元均衡輸送電能的作用,從而使母線電壓保持恒定,為衛(wèi)星上的電氣設(shè)備提供能量[4]。在太陽能光照不充足的情況下,放電調(diào)節(jié)器(Battery Discharge Regulator,BDR)通過對(duì)蓄電池放電維持母線電壓平衡，高效能的BDR 是電源系統(tǒng)的重要組成[5-6]。

文中提出的新型Y 型拓?fù)潆娫床淮嬖诖判静黄胶獾膯栴}，其控制方式簡單、動(dòng)態(tài)性能好、轉(zhuǎn)換效率高，因而非常適用于蓄電池放電場合。

1 Y型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)介紹

圖1 為Y 型拓?fù)湓韴D，其連接在輸入電源Vin與負(fù)載端Rload之間，各符號(hào)分別表示為變壓器T1，電感L1，MOS 管Q1、Q2，續(xù)流二極管D1、D2，電容Cout，負(fù)載Rload。變壓器繞組與L1相接，其異名端和同名端分別接至MOS 管Q1、Q2的漏極，二極管D1、D2的陽極分別連接至MOS 管Q1、Q2的漏極。

圖1 Y型拓?fù)湓韴D

狀態(tài)1:當(dāng)Q1、D1導(dǎo)通，Q2、D2關(guān)斷。輸入電流iL流過兩條支路，一條支路是通過變壓器T 原邊NP和MOS 管Q1的電流iQ1，另一條支路是通過變壓器T 副邊NS和續(xù)流二極管D1的電流iD1，其中，由于變壓器原副邊匝數(shù)比NP:NS=1:1，所以，此時(shí)輸入電流[iL]ON=2[iout]ON，VCT=VOUT/2；電感L兩端的電壓為：

電感電流上升斜率為：

由式（2）可得：

狀態(tài)2：當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷，D1、D2導(dǎo)通。此時(shí)輸入電流il同樣由兩部分組成：一部分是通過變壓器T 原邊NP和續(xù)流二極管D2的電流iD2，另一部分是通過變壓器T 副邊NS和續(xù)流二極管D1的電流iD1（變壓器原副邊作為導(dǎo)線續(xù)流），此時(shí)VCT=VOUT。電感L兩端的電壓為：

電感電流上升斜率為：

由式（5）可得：

狀態(tài)3：當(dāng)Q2、D2導(dǎo)通，Q1、D1關(guān)斷。電路狀態(tài)與狀態(tài)1 相似，故不在此贅述。

穩(wěn)態(tài)時(shí)，電流iout導(dǎo)通時(shí)的上升率與關(guān)斷時(shí)的下降率相等，將D定義為：

其中，Tswitch是開關(guān)管開關(guān)周期的一半。由狀態(tài)分析可知：

可得：

其仿真波形如圖2 所示，實(shí)際波形如圖3 所示。

圖3 Y拓?fù)渥儔浩髟厡?shí)際波形

圖2 各點(diǎn)仿真波形

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖如圖4 所示，直流輸入VIN通過由電阻和電容構(gòu)成的聯(lián)阻尼濾波器，使得輸入電壓更加穩(wěn)定。輸出電壓VOUT的電壓反饋外環(huán)和互感器檢測的開關(guān)管電流內(nèi)環(huán)，形成雙閉環(huán)控制。UC1846電流控制模式下，輸出的兩路PWM 波相差180°，其占空比由誤差信號(hào)與鋸齒波比較確定[7-8]。這種雙環(huán)反饋具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，增益帶寬大，抑制偏磁現(xiàn)象等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)電路具有輸出電流保護(hù)、輸入欠壓保護(hù)功能[9]。

圖4 系統(tǒng)原理框圖

2.1 濾波器的設(shè)計(jì)

輸入濾波有兩個(gè)功能[10-11]：1）阻止電源產(chǎn)生的電磁干擾其他設(shè)備；2）防止其余信號(hào)干擾電源。

并聯(lián)阻尼濾波器如圖5 所示，Rd與Cd串聯(lián)后再與電容C并聯(lián)，以此抑制輸入的直流成分阻止Rd功耗，并且降低在諧振時(shí)的輸出阻抗。

圖5 并聯(lián)阻尼濾波器

諧振時(shí)，Cd阻抗應(yīng)小于Rd，大于C，設(shè)計(jì)濾波器參數(shù)時(shí),輸出阻抗在整個(gè)頻段內(nèi)應(yīng)低于電路的閉環(huán)輸入阻抗,變換器的穩(wěn)定性才不會(huì)受影響。圖6 為并聯(lián)阻尼濾波器的Bode 圖。

圖6 濾波器頻率阻抗曲線

Bode 圖表明濾波器的截止頻率約為6 kHz，選擇較小的濾波參數(shù)可使濾波器的諧振峰值非常小，如圖7 所示，避免不良的輸入濾波器阻尼因數(shù)對(duì)系統(tǒng)的總體性能帶來負(fù)面影響，使控制系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性[12]。

圖7 并聯(lián)阻尼濾波器伯德圖

2.2 主電路設(shè)計(jì)

Y 型拓?fù)鋮?shù)指標(biāo)如下：輸入電壓Vin=21～27 V，開關(guān)頻率f=100 kHz，輸出電壓Vout=29.5 V，輸出功率P為500 W，效率達(dá)94%以上，占空比小于0.5，由此進(jìn)行主電路參數(shù)設(shè)計(jì)。

2.2.1 電感計(jì)算

根據(jù)電感電壓公式可知：

代入式（9），得：

取

根據(jù)α與D的數(shù)學(xué)關(guān)系式，當(dāng)占空比D=0.58 時(shí)，α=0.086 取得最大值，實(shí)際電感計(jì)算需要使輸出電流紋波率小于10%。因此，根據(jù)式（11）當(dāng)占空比D的范圍為0.258～0.731 時(shí)，輸出電流紋波率按10%代入，得Δiout=0.2Ion=3.42A；f=100 kHz；計(jì)算出L≈7.34 μH。

2.2.2 變壓器

當(dāng)Q1或Q2管導(dǎo)通時(shí)，抽頭中心點(diǎn)電壓為：

取VCT為最低輸入電壓Vin的0.75，可得NP:NS=1.17；當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷時(shí)，要使變壓器的原副邊輸出電流對(duì)稱，故取NP:NS=1。

選擇磁心時(shí)，考慮其損耗隨頻率和峰值磁通密度的變化。因?yàn)殍F氧體具有很高的電阻率，產(chǎn)生的渦流損耗低，故文中討論的變壓器采用MXO-2000鐵氧體磁心，尺寸為31 mm×18 mm×7 mm。

一般的推挽電路經(jīng)常出現(xiàn)變壓器的偏磁問題[13-14]，但此Y 型拓?fù)洳]有偏磁問題，因?yàn)轳詈想姼械囊淮卫@組阻抗很大，當(dāng)變壓器磁心趨于飽和時(shí)，變壓器繞組端電壓下降，伏秒面積減小，磁心難以進(jìn)一步飽和，同時(shí)前端存在輸入電感L，可以在一定程度上抑制偏磁問題。

如圖8 所示，偏磁測試時(shí)在Q1管與變壓器T 的b端之間人為加入一個(gè)二極管1 V 壓降，由圖9 可知輸入電感L的電流在一個(gè)周期達(dá)到平衡狀態(tài)，同時(shí)Q1、Q2流過的電流差并不隨著負(fù)載電流的增加而變大。雖然Y 型拓?fù)淇捎萌遣刂疲藭r(shí)功率器件的電流定額略大，所以文章采用峰值電流控制方法[15]。

圖9 變壓器偏磁測試波形

圖8 偏磁測試

2.3 峰值采樣電路

通常電流傳感器的采樣電阻損耗與采樣電流大小成正相關(guān)[16-17]，該文采用電流互感器（匝數(shù)比K1=200：1）作為Y 型拓?fù)溟_關(guān)管Q1、Q2的電流傳感器，大大降低了因電流采樣而產(chǎn)生的功耗，提高了Y 型拓?fù)涞男剩瑘D10 為峰值電流控制電路圖。

圖10 峰值電流控制電路圖

時(shí)鐘脈沖的正斜率斜坡電壓從芯片UC1846 的定時(shí)電容Ct的正端取得，電壓為：

根據(jù)VC1846 手冊(cè)，ΔV=1.8 V，Δt=0.4RtCt。電壓V1的一部分疊加在Vi上進(jìn)行斜率補(bǔ)償，選擇適當(dāng)?shù)腞4、R7使該電壓斜率等于采樣電流的斜率K2，其中：

由以上分析可知：

文中采用BJT 射極跟隨器作為斜率補(bǔ)償隔離，故斜率補(bǔ)償電路并不改變電路的工作頻率，由于電流采樣信號(hào)中串入由R3和C2組成的RC濾波電路，故R4和R7應(yīng)選擇足夠大以減少R3對(duì)斜率的影響。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)上述理論設(shè)計(jì)，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證峰值控制Y 型拓?fù)溟_關(guān)電源的各項(xiàng)功能。

圖11 為負(fù)載電流以100 Hz 的頻率在1 A 與10 A之間跳變時(shí),開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形VQ1GS、母線電壓脈動(dòng)波形ΔVout、負(fù)載電流iload和開關(guān)管電流iQ1的波形,負(fù)載跳變時(shí)，母線電壓脈動(dòng)最大值為1.24 V,恢復(fù)穩(wěn)態(tài)的時(shí)間小于1.2 ms，由此可見系統(tǒng)具有優(yōu)異的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。此時(shí)峰值電流的控制參數(shù)為R2=20 Ω,R4=1.8 kΩ,R7=2.2 kΩ,R3=56 Ω,C2=470 pF,在各種不同輸入輸出條件下，效率曲線如圖12 所示。

圖11 輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形圖

圖12 效率與負(fù)載電流曲線圖

圖12 為該拓?fù)潆娐返男是€，由圖可知，在全范圍工況內(nèi)，效率均高于93%，最高為97.77%，整體效率隨著負(fù)載的增大，先增大后減小。

4 結(jié)論

該文提出了一種基于UC1846 的新型峰值電流控制Y 型拓?fù)溟_關(guān)電源，重點(diǎn)就其磁偏和效率問題進(jìn)行了仿真設(shè)計(jì)，并搭建了一臺(tái)400 W 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，結(jié)果表明該電路輸入輸出電流連續(xù)，動(dòng)態(tài)特性好，轉(zhuǎn)換效率高，開關(guān)管應(yīng)力小，說明該設(shè)計(jì)方法可行有效；根據(jù)效率曲線，得出該電路整體效率很高，在衛(wèi)星的升壓電路上有很大的發(fā)展空間。