一種單相雙模式高效雙Buck 逆變器的研究

胡志杰，傅 強

（青島大學電氣工程學院，山東青島 266071）

當今世界，人類各方面的發展步入了高速階段，能源供應是人類發展至關重要的基礎[1]。傳統化石能源儲量有限，不能滿足人類社會可持續發展對能源的需求量，新型可再生能源的開發利用成為當務之急[2]。太陽能是新能源中的典型代表，太陽能發電是太陽能應用的主流途徑，其技術發展比較成熟[3]。光伏逆變器是太陽能發電裝置中的核心環節，它的性能影響著整個系統的安全性、可靠性[4]。

光伏電池板能量輸出極其不穩定，其輸出電壓、電流變換范圍較寬。在光伏逆變器的發展初期，較為實用的單級全橋逆變器屬于Buck 型變換器，其輸出電壓較低。為提高其輸出電壓，將Boost 直流升壓變換器與全橋逆變器進行級聯，產生了常規的兩級式升壓逆變器，這能夠解決輸出電壓過低的問題。但這種逆變器的功率開關工作在高頻狀態，直流輸入側與輸出側的地端之間存在高頻共模電壓，而光伏電池板本身存在對地寄生電容，因此會形成漏電流[5]，降低了系統的效率和安全性。目前，比較有效的解決方案包括加入隔離變壓器、在直流側增加一個或者兩個功率開關管，形成H5和H6橋逆變器。但是加入隔離變壓器會降低系統發電效率，增大逆變器體積和成本。H5和H6橋逆變器只能降壓逆變，會導致電壓不足，于是產生了將Boost 變換器與H5、H6 橋級聯的兩級式逆變器，既有效抑制了漏電流，又提高了逆變器的輸入電壓，但這種方案電路內的開關管均工作在高頻狀態，使系統的開關損耗增加[6-7]。

文中研究了一種無變壓器且能有效抑制漏電流的雙模式雙Buck 逆變拓撲。該拓撲結構既能實現升壓逆變功能，又能降低開關管的工作頻率，從而減小損耗，提高系統效率，并且不存在漏電流問題，可應用于光伏、風電新生能源發電系統。

1 拓撲結構和工作過程分析

1.1 拓撲結構

所研究的無漏電流的高效雙模式雙Buck 逆變電路拓撲結構如圖1 所示。

圖1 雙模式雙Buck逆變電路拓撲

該逆變拓撲采用兩級式結構，前級為DC-DC Boost 變換電路，后級為全橋雙Buck 逆變電路，輸出濾波采用LCL 濾波器[8]。該電路拓撲具有兩種工作狀態：1）前級不工作，通過旁路二極管D1為后級逆變電路直接供電；2）兩級均工作，此時前級升壓，開關管S0工作在高頻狀態，后級全橋雙Buck 電路相當于周波變換器，開關管工作在工頻狀態[9-10]。

1.2 工作原理

所提出的無漏電流高效雙Buck 逆變拓撲實現了直流升壓與逆變功能。在一個開關周期內，共有8種開關狀態。圖2所示為一個開關周期內的開關時序。

圖2 系統一周期內開關時序

以下對于兩級全橋雙Buck 逆變拓撲的分析均建立在理想情況下，電感工作在電流斷續(DCM)模式。

系統正負半周期各有4 種開關狀態，兩組Buck單元分別在正負半周期內為負載供電，前級視輸入電壓大小改變，負半周期與正半周期開關狀態類似，不再贅述。圖3 所示為正半周期的電路開關狀態。

開關狀態1：如圖3（a）所示，S1、SP導通，S0、S2、SN截止，光伏電池板直接向逆變器供電，同時為電容C2充電。逆變器工作在正半周期，S1處于高頻開關，SP半周期常開，穩態時滿足以下關系：

開關狀態2：如圖3（b）所示，SP開通，S0、S1、S2、SN截止，逆變器通過D3續流，電感L2電流下降，穩態時滿足以下關系：

圖3 電路的開關狀態

開關狀態3：如圖3（c）所示，S0、S1、SP導通，S2、SN截止，在此狀態下，前級Boost 的升壓電感充電，后級逆變電路由電容C2正向供電，穩態時滿足以下關系：

開關狀態4：如圖3（d）所示，此時S1、SP導通，S0、S2、SN截止，光伏陣列經Boost 變換器向全橋雙Buck逆變器供電，電容C2充電。S1、SP以50 Hz 的頻率開通關斷，穩態時滿足以下關系：

通過一個周期內的各個模態方程，加之對應的模態時間，利用伏秒平衡原理可求得逆變器在單周期的狀態平均值，通過單周期內的平均值和狀態平均值可得到電壓增益公式，如下：

其中，m為調制比，f為開關頻率。

所以該兩級式拓撲既能實現升壓逆變功能，又不會產生對地漏電流，而且兩種工作模式的轉換減少了開關管的開關次數，使整個系統更加高效可靠。

2 控制策略與補償網絡設計準則

文中對所提逆變拓撲使用單極性SPWM 調制技術對開關管進行驅動[11-12]。單周期內，開關管S0在光伏電池供電電壓不足時處于高頻開關狀態，即前級升壓電路工作，而光伏電池本身電壓足夠時，S0處于常關狀態；S1和S2工作狀態互補，分別對應于工頻周期的正半周和負半周。前級工作時，兩開關分別在各自的半周期內常開；前級不工作時，兩開關分別在各自的半周期內高頻工作；SP與SN在一周期內互補導通。采用電壓外環與電流內環閉環控制[13-14]輸出電壓。控制框圖如圖4 所示，其中補償部分采用PID補償，圖5 所示為PID 補償算法電路圖。

圖5 PID補償算法電路圖

圖4 系統整體控制框圖

PID 補償的函數為：

由上述公式可得閉環補償存在兩個極點，分別為：

由上述公式可得閉環補償存在兩個零點，分別為：

設置開關頻率為40 kHz，PID 補償后的截至頻率為開關頻率的0.1 倍，期望相位裕度設為45°，期望幅值裕度設為10 dB，最大超前角為67°，可得：

將PID 補償中積分補償角速度設為100 rad/s，可得PID 補償函數如下：

其中，K為增益補償。

設圖5 中R2=10 kΩ，可由式（6）和式（10）求得其他參數。

3 仿真驗證

文中搭建了基于PSIM 仿真軟件的雙模式單相雙Buck 電路模型[15-16]。仿真各項參數如下：輸入電壓100 V，輸出電壓AC220V，輸入濾波電容100 μF,升壓電感30 μH，直流母線電容100 μF，輸出濾波電感1 mH，輸出濾波電容30 μF，負載為純阻性負載。各開關管驅動波形如圖6 所示，S0僅在需要升壓時高頻工作，S1、SP與S2、SN正負半周互補工作，在不需要升壓時高頻工作。仿真輸出電壓電流波形如圖7 所示，輸出電壓總諧波畸變率約為4%。直流母線電壓波形如圖8 所示。

圖8 直流母線電壓波形

圖6 開關管驅動波形

圖7 輸出電壓電流波形

4 結論

文中將雙模式控制策略應用于小功率單相并網逆變器，并研究分析了電路的工作原理及電路元件的參數，通過仿真驗證了控制方案的正確性，得到了滿足要求的輸出波形，驗證了逆變拓撲的可行性，同時滿足了光伏并網逆變器對升壓和逆變的要求。