面向大型無人機的一種高頻大功率模塊電源設計

李中原，尚德堉，孫崢翰，周遠鵬

（貴州航天林泉電機有限公司，貴州 貴陽 550008）

0 引 言

隨著國內大型無人機市場的蓬勃發展，其供電技術發展迅速，無人機正朝著小型化、輕型化以及續航能力持久的方向發展，人們對大型無人機的功率、體積及重量提出了更高的要求[1]。目前適用于大型無人機供電的二次電源設計技術比較成熟，但是產品體積重量太大，嚴重影響了無人機飛行航程和使用壽命[2]。發電機電源變換器作為發動機附件的核心設備，其體積和重量是關鍵技術指標，因此研制一種高頻、小體積且大功率的模塊電源作為電源轉換裝置十分必要[3]。

1 全橋移相電路原理

大型無人機的電源變換器一般采用非隔離Buck電路和隔離型全橋電路，為進一步減小體積并提升效率，本設計采用全橋移相電路拓撲，在硬開關全橋電路的基礎上可實現軟開關，進一步提升頻率和效率，原理圖如圖1所示[4]。V1和V2構成一組橋臂，二者互補導通，V3和V4構成一組橋臂，二者亦互補導通。V1和V2的驅動信號分別超前V4和V3的驅動信號，將V1和V2定義為超前臂，V3和V4定義為滯后臂。兩橋臂輸出電壓va和vb相差一個相位，通過移相角可控制變壓器初級的占空比，進而調節輸出電壓。利用移相原理及V1～V4并聯的電容來實現開關管的零電壓開關（Zero Voltage Switch，ZVS），以半個工作周期為例說明其工作原理。

圖1 全橋移相電路拓撲原理圖

模態1：V1、V4導通且V2、V3截止，全橋左臂支路中點電壓va=Ec，右臂中點電壓vb=0，Ec為變壓器原邊兩端電壓。副邊整流二極管D1導通，D2截止，原副邊電流線性增大，電網能量不斷轉化為磁能存儲于電感線圈和送到負載。

模態2：V1截止，原邊電感線圈中的電流不會突變，仍然維持原方向。超前臂并聯電容C1和C2迅速充放電，與等效電感串聯諧振，使左臂中點電壓快速降低，副邊D1繼續正向導通，D2關斷。

模態3：諧振結束，C1和C2充放電完畢，V2體內二極管VD2導通續流，V2實現零電壓開通。

模態4：V4截止，原邊電流對C4和C3充放電，C4充電導致滯后臂中點電壓vb由0變為正值，副邊整流二極管D2開始導通，而此時D1仍然導通，變壓器副邊繞組被鉗位為1.4 V，副邊反射到原邊的電感被切斷，使原邊滯后臂參與C3和C4充放電的串聯電感量劇減只剩下Ls。

模態5：滯后臂諧振結束，V3體內二極管VD3導通續流，為零電壓開通創造條件。

模態6：V3零電壓開通，此時V2和V3都已導通，原邊電流按最大變化率下沖減小到0時，曾導通續流的二極管VD2和VD3自然關斷，形成新的供電通路，負半周功率輸出即將開始。

全橋移相變換器功能結構如圖2所示，包括全橋變換電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路、控制電路以及輔助電源等[5]。

圖2 全橋移相變換器功能結構

2 電路詳細設計

2.1 全橋移相變換電路設計

全橋移相變換電路如圖3所示，由VT1～VT4、Cr1～Cr4以及Lr組成。VT1～VT4均為MOS管，Cr1～Cr4均為諧振電容，Lr為諧振電感，包括功率變壓器的漏感。通過全橋變換，得到脈寬可調的高頻交流方波電壓[6]。

圖3 全橋移相變換電路

主功率管的耐壓為輸入直流母線電壓，最高電壓為400 V。功率開關管中流過的電流峰值為7.8 A，考慮電流應力裕量和開關管的通態損耗，選用Infineon公司的MOS管SPB20N60C3，其主要參數為耐壓650 V，額定工作電流20.7 A，RDS導通電阻0.19 Ω，柵源極結電容2 400 pF，PG-TO263封裝。根據軟開關諧振條件，MOS管SPB20N60C3輸出結電容為780 pF，超前和滯后橋臂均無需并聯電容，超前臂死區時間調節范圍為66 ns≤Δt≤625 ns，諧振電感利用變壓器的漏感。高頻變壓器設計成平面變壓器，平面磁芯選用PEE43A，變壓器變比為5.7，原邊繞組36匝，副邊繞組7匝。

2.2 輸出整流濾波電路設計

輸出整流電路選用的是全波整流電路，將變壓器副邊的高頻交流方波電壓整流和濾波得到28.5 V的直流電壓。電路由兩個整流二極管、濾波電感以及濾波電容組成[7]。由于二極管存在反向恢復時間，因此為減小共同導通損耗，必須選取反向恢復時間短的整流二極管。整流管上承受的最大反向壓降為105 V，由于漏感的存在，整流管在開關時會有一定的振蕩尖峰，副邊整流管流過的峰值電流為35 A，因此可以選取IXYS公司的肖特基二極管DSA120×200LB。其主要參數為最大正向連續電流65 A，反向耐壓200 V，正向管壓降0.67 V，SMPD封裝[8]。濾波電感應保證直流輸出電流為最小規定電流（通常為額定負載電流的10%）時，電感電流保持連續，電感取值7.4 μH，設計成平面電感，磁芯選用PQ50/50。輸出濾波電容的容值為455 μF，根據測試紋波大小適當調整。

2.3 功率損耗計算和分析

功率損耗主要由MOS開關管損耗、功率變壓器損耗、輸出整流管損耗以及濾波電感損耗等構成[9]。經過計算，4個MOS管總損耗39.56 W，功率變壓器損耗3.2 W，輸出整流管損耗23.45 W，濾波電感損耗6.8 W，其他損耗9.99 W，產品功率總損耗為83 W，整機效率約為92.3%。

3 樣機實驗

根據以上設計研制了一臺額定輸入為200～400 V、額定輸出為28 V且額定功率為1 kW的樣機，樣機相關實物組成如圖4所示。

圖4 樣機相關實物

經過試驗，由于變壓器漏感較小，在輕載時開關管沒有實現ZVS，在滿載時開關管都實現了ZVS，效率曲線如圖5和圖6所示。

圖5 滿載1 kW條件下效率曲線

圖6 額定270 V條件下帶載效率曲線

由于輕載時無零電壓軟開關，開關管開關損耗大，因此帶載效率曲線呈現中間高兩頭低的趨勢。重載時實現零電壓軟開關，但開關管自身的導通損耗增加，帶載500 W是效率最佳平衡點和最高點，此時效率達到92%[10]。

4 結 論

本文詳細分析了全橋移相變換器的工作原理，對電路參數進行了詳細設計，在理論設計的基礎上制作了高頻大功率模塊電源樣機。實驗結果表明，所設計的全橋移相變換器體積小且效率高，可以在大型無人機電源變換器的設計上推廣應用。