基于微波光子學的超分辨雙波段雷達

彭韶文李尚遠薛曉曉鄭小平

(1.清華大學電子工程系，北京 100084；2.北京信息科學與技術國家研究中心，北京 100084)

0 引言

雷達系統是探測目標最有效的方法之一，它可以工作在全天候、全天時狀態[1]。目前，外部空間環境變得越來越復雜多樣，使得人們對雷達性能的要求也變得越來越高。為了對觀測場景有更加精細地識別，從不同維度收集信息并且獲得更加高分辨的成像變得尤為重要，這也就催生了多波段雷達的產生。由于在不同的環境和目標下，電磁波的傳輸特性和反射特性有所不同，這使得工作在不同頻段下的雷達能夠實現不同的功能。比如說S波段雷達由于其發射的電磁波波長較長，在空間傳輸時，尤其是在雨天等惡劣環境下依然能保持較低的損耗，所以可以應用于預警。而X波段雷達則因其具有較小的空間波束角而廣泛應用于目標跟蹤[2]。多波段雷達除了能夠集多個單一頻段雷達功能于一體外，更獨特的一項功能是能夠通過相參信號融合實現高分辨的一維距離像(High-Resolution Range Profile, HRRP)[3]。

HRRP是目標最重要的特征之一，并且已經廣泛應用于目標自動識別等領域。我們知道，一維距離像的分辨率是與帶寬成正比的，并且帶寬越大，分辨率越高。而為了獲得目標的HRRP，最有效的方法就是發射大帶寬的雷達信號[4]。近些年來，微波光子技術借助其獨一無二的高頻寬帶、抗電磁干擾等特性得到迅速發展[5-7]，許多基于微波光子的大時間帶寬積信號的生成和接收技術被提出。在信號產生技術方面有光子倍頻[8-9]、光子數模轉換[10-11]、光學變頻[12-16]等，而在信號接收技術方面有光子去斜[9]、光子模數轉換[17]、光子匹配濾波器[18]等。盡管微波光子學的發展使得大帶寬信號的產生成為可能，但是雷達射頻前端器件帶寬有限，且大帶寬信號容易受到空中其他電磁波的干擾，目前的雷達難以工作在大帶寬下。而另外一種實現目標HRRP的方案就是前面提及的多波段雷達。通過將多波段雷達的多頻段回波信號進行融合處理，可以等效獲得一個大帶寬信號，進而獲得目標的高分辨一維距離像。

截至目前，已經有很多工作致力于通過多波段信號融合實現目標的HRRP。大量的融合處理算法被提出，并且仿真實驗驗證了它們的有效性[19-24]。然而，頻譜外推誤差的存在導致融合處理獲得的分辨率相比于子波段分辨率的提升倍數有限[19]，而傳統多波段雷達系統的各個子波段帶寬本身就有限，因此，即使通過數據融合，傳統多波段雷達的融合分辨率依然處于一個較低的水平[20]。此外，還有一個因素大大限制了現有的多波段雷達應用于融合超分辨成像。現有的多波段雷達系統往往由多個不同頻段的發射機和接收機組成，其系統復雜且成本較高[14]，同時由于多本振的相位抖動和電混頻器的噪聲使得各個波段信號的相位無法存在確定的關系[15]，相參融合處理變得更加復雜甚至難以實現。

本文提出了一種基于微波光子學的高分辨雙波段雷達，通過信號融合，實現了目標的HRRP。在發射端，雙波段線性調頻信號由光子數模轉換器和光頻梳共同產生。在接收端，通過光學偏振復用的方式實現了雙波段信號的同時去斜接收處理，將兩個寬帶信號降為窄帶信號，降低后端電模數轉換器的采樣壓力。該系統僅用一個收發機實現了雙波段信號的同時產生和處理，系統結構緊湊，且使得雙波段信號具有穩定的相位關系，為雙波段的信號融合奠定基礎。

1 結構與原理

1.1 微波光子雷達系統

圖1是微波光子雙波段雷達的原理框圖。在發射端，光載多波段信號產生模塊產生一個光載的多波段線性調頻波。這個模塊可以通過光子數模轉換器和光頻梳[25]共同實現。光子數模轉換器[10-11]在我們之前的文章中已經有過詳細的描述，利用它先產生光載的中頻線性調頻波,這個中頻線性調頻波可以表示為

圖1 微波光子雙波段雷達系統原理框圖

(1)

式中，i(i=1,2)表示兩個中頻的線性調頻波，Tpi為脈沖寬度，fi為中心頻率，ki為啁啾率，Ai表示信號的幅度。由于光子數模轉換器的高性能，兩線性調頻波的帶寬可達數GHz。該光載線性調頻信號作為光源注入到光頻梳中。此時，中頻線性調頻波頻譜將會出現在光頻梳的每一根梳齒兩側。光頻梳的構建有很多方法，并且光頻梳的重頻可以高達數十GHz，可以讓中頻線性調頻波上變頻至任意頻段。經過光電轉換后，輸出信號的電譜如圖2所示，通過射頻前端的濾波器可以濾出我們需要的兩個頻段的線性調頻波，其中心頻率可以分別表示為CF1=NfOFC±f1和CF2=MfOFC±f2，其中N和M分別是正整數，fOFC是光頻梳的重頻。這兩個線性調頻波經射頻前端放大后分別被耦合成兩部分，其中一部分作為回波去斜處理的參考信號，另外一部分由一個寬帶天線輻射到空中。

圖2 發射機中光電轉換后輸出信號的頻譜

在接收端，目標回波信號由射頻前端放大濾波后送入光學輔助的雙波段去斜接收模塊。該模塊可以由激光器、雙偏振雙驅動調制器以及偏振分束器構成，如圖1所示。激光器輸出的光進入到雙偏振雙驅動調制器后，分成兩束正交的偏振光，每個偏振光作為子調制器的光源被調制。每個子調制器上的調制信號分別是其中一個波段的參考信號和回波信號。兩個子調制器的偏置電壓都偏置在最小偏置點，僅考慮光信號的一階邊帶，每個子調制器的輸出光信號可以表示為

Eouti(t)∝ejwct·[jJ1(βti)e-jθti(t)+J0(βti)+

jJ1(βti)ejθti(t)]-

ejwct·[jJ1(βri)e-jθri(t)+J0(βri)+

jJ1(βri)ejθri(t)]

(2)

(3)

兩個去斜信號最后經模數轉換器采樣后送入數字信號處理器進行融合相參成像處理等分析。根據文獻[4]可知，成像的距離分辨率δr=c/2B，其中c為光速，B為信號帶寬，由于每個子帶信號的帶寬都較大，因此每個子波段都可以獲得目標的一個較高分辨率的一維距離像。此外兩頻段的信號產生和去斜都是同時在一個收發機里完成的，保證了兩信號都具有穩定的相位關系，同時去斜降低了信號的采樣和計算處理壓力，為相參融合奠定了基礎。

1.2 相參融合原理

目標的散射特性是隨頻率的不同而不同的。如果能夠構建一個模型來描述這種散射特性，那么根據子波段回波波形及此模型就可以進行頻譜外推獲得等效大帶寬信號，從而提高目標成像的分辨率。多波段雷達信號融合的思想最早由林肯實驗室提出，他們通過構建全極點模型來描述并匹配散射特性，然后利用測量的回波數據對模型中的參數進行估計[3]。這種估計算法在之后的研究中又得到進一步的改進，比如改進的root-MUSIC算法。這種全極點模型可以描述為

(4)

式中，n為采樣的數據序列，P為散射中心點數，αl為這些散射點的復散射強度，pl為極點，反映的是目標與雷達的相對距離以及它的頻譜散射特性。利用該模型可以實現頻譜外推獲得大的等效帶寬。如圖3所示，子波段1和子波段2是雙波段雷達的工作頻段，定義它們的帶寬分別為Δf1和Δf2。通過模型和極點估計算法，我們可以進一步外推出空白頻段Δf3的信號，進而獲得一個等效帶寬達Δf=Δf1+Δf2+Δf3的信號。

2 實驗結果與分析

為了驗證所提雙波段雷達的性能，我們設計了如圖4所示的實驗系統。原理圖中的光頻梳由馬赫-曾德爾調制器和信號源產生。一個4比特的光子數模轉換器產生一個光載中頻雙波段線性調頻波。這兩個線性調頻波的周期均為10 μs,脈寬為8 μs,中心頻率分別為2.75 GHz和6 GHz,帶寬分別為1.5 GHz和3 GHz。之后該光信號注入到馬赫-曾德爾調制器中(AVANEX SD40)。調制器偏置在正交偏置點，并且被產生于信號源(Agilent E8403A)的16 GHz的射頻信號調制。調制器輸出的光信號進入光電探測器(U2T XPDV2120RA)拍頻后可以產生多波段信號，利用多通道濾波器可以將其中的S和X波段濾出，中心頻率分別為2.75 GHz和10 GHz，這個濾波器中的兩個通道頻帶分別為2～4 GHz和8～12 GHz。這兩個信號經過放大器放大后由功分器分別耦合成兩份，一份作為參考信號去驅動雙偏振調制器，另外一份先通過耦合器合路后再由天線輻射到空中。該天線的工作帶寬為2～18 GHz。

產生的S和X波段的線性調頻波通過示波器采樣獲得。S波段時域波形和時頻曲線分別如圖5(a)和(b)所示。X波段的時域波形和時頻曲線如圖5(c)和(d)所示。為了測量這兩個信號的性能，我們將這兩個信號分別和各自對應的理想信號進行脈壓處理。圖6中的紅色虛線是理想的S信號的自相關結果，其主瓣寬度和峰值旁瓣比分別為590 ps和13.2 dB;藍色實線是測量的S信號和理想的S信號的互相關結果，其主瓣寬度和峰值旁瓣比分別為594 ps和13.2 dB。圖7中的紅色虛線是理想的X信號的自相關結果，其主瓣寬度和峰值旁瓣比分別為295 ps和13.2 dB; 藍色實線是測量的X信號和理想的S信號的互相關結果，其主瓣寬度和峰值旁瓣比分別為296 ps和13.2 dB。這兩個信號與理想信號的互相關結果和理想信號的自相關結果相當，展現了該方案產生的多波段信號具有良好的性能。

圖5 S波段和X波段的時域波形和時頻曲線

圖6 S波段信號的脈壓曲線

圖7 X波段信號的脈壓曲線

接收天線收下來的回波信號被送往和前面所述性能一致的多通道濾波器中，濾波器將其分成S波段和X波段回波。這兩個回波作為驅動信號分別加載到雙偏振雙驅動馬赫-曾德爾調制器(Fujitsu FTM7980EDA)的兩個子調制器中，每個子調制器上的另一個驅動信號就是對應頻段的參考信號。從雙偏振雙驅動馬赫-曾德爾調制器中輸出的光信號被偏振分束器分成正交的兩束光后分別進入光電探測器完成光電轉換，該探測器的工作帶寬為3 GHz。光電轉換后的兩路信號經過低通濾波器和放大器后被示波器同時采樣獲得。示波器和信號源以及光數模轉換器共用一個10 MHz的時鐘，保證了整個系統的參考時鐘是一致的。

完成雙波段雷達系統的基本校準之后，我們設計實驗驗證系統的成像性能。實驗場景如圖8所示，首先我們將兩金屬板相距20 cm放置在天線前方。利用雷達對其探測，S和X波段的去斜信號同時由示波器采樣獲得，示波器的采樣速率為100 MS/s。對采樣獲得的信號進行分析可以獲得S和X波段測得的目標一維距離像，分別如圖9中的淺紅色曲線和橙色曲線。對采樣獲得的S和X波段信號進行相參融合處理獲得了一個等效大帶寬信號，其目標一維距離像如圖9中的淡藍色。此時，S波段和X波段以及融合處理都可以清晰地觀測到兩金屬板。并且從這些一維距離像中可以計算獲得S波段、X波段以及融合處理測得的兩目標間距分別為19.1，19.8 和19.9 cm。之后我們將距離天線較遠的那個金屬板依次移近距離天線較近的金屬板，在這個過程中S波段和X波段依次變得無法將兩個金屬板分開，而經過融合處理的成像結果依然能夠清晰地看到兩目標，直至兩目標相距1.6 cm，如圖10所示。此時，S和X波段無法區分出兩目標，而融合處理可以分辨出兩目標且測得其相距1.8 cm。可見，利用該雷達通過相參融合處理可以顯著提高雷達系統的性能，其成像分辨率要高于其中單個頻段信號獲得的分辨率。

圖8 實驗場景圖

圖9 測距結果圖

圖10 測距結果圖

根據前面的相參融合原理部分的分析可知，1.5 GHz的S波段線性調頻波和3 GHz的X波段線性調頻波進行融合處理后，其等效帶寬為9.5 GHz，相對應的理論分辨率為1.58 cm。實驗測得的1.6 cm分辨率和該理論值基本一致，展現了系統良好的性能，其主要的誤差來源為收發系統幅相校正的準確性。

3 結束語

本文提出了一種光學輔助的融合超分辨雙波段雷達。該雷達基于一套收發機就可以實現雙波段寬帶線性調頻波的同時產生和去斜接收處理。通過對各個子頻段信號的相參融合處理，可實現超分辨一維距離像。實驗中，基于光子數模轉換器和光頻梳結構產生了S和X波段線性調頻波，帶寬分別為1.5 GHz和3 GHz，通過互相關處理驗證了信號的優異性能。接收端，利用偏振復用的思想基于光偏振雙驅動調制器實現了雙波段回波的同時去斜接收處理，最后對雙金屬板的成像實驗驗證了該雷達可實現距離分辨率達1.6 cm的融合超分辨一維距離像。這項技術將使得成像雷達的能力進一步得到顯著提升，有望應用于目標識別等領域。