雙頻段環境射頻能量采集系統的設計

俞夢緣 ，溫 翾 ，游 彬

(1.杭州電子科技大學 電子信息學院，浙江 杭州 310018；2.杭州電子科技大學 信息工程學院，浙江 杭州 310018)

0 引言

環境射頻能量收集是一種為物聯網(IoT)中使用的設備供電的潛在應用，這可能有助于實現如醫療、保健、環境和基礎設施管理[1-2]。隨著無線通信基礎設施(如WiFi、蜂窩和廣播系統)的部署不斷增加，環境RF信號的功率密度通常已變得足夠大，足以支持用于IoT應用的自持式和低功率設備[3]。

目前已經設計了各種單頻帶采集系統來收集各種頻帶的RF能量，GSM-900[4]、GSM-1800[5]、3G[5]和WiFi[6]等。然而，因為環境射頻功率密度極低，因此可以利用設計多頻帶的能量采集系統來提高收集效率。如文獻[7]提出了一款可收集環境中的GSM900和GSM-1800頻段RF能量的系統，通過增加接收天線的端口來提高采集效率，該系統可以提供大于3.2 V的輸出直流電壓，大于-10 dBm的輸出直流功率以及大于42%的RF-DC效率。文獻[8]提出的雙頻射頻能量采集系統可采集2.45 GHz WiFi和3.5 GHz WiMAX頻段的能量。通過提出的樹狀天線和引入的兩個不同的徑向分支組成的匹配網絡來提高系統效率。輸入功率為0 dBm時，在2.45 GHz下，觀察到最大轉換效率為60%；在3.5 GHz下，最大轉換效率為53%。因此可以從系統的接收天線和匹配電路進行設計。為了最大限度地利用環境射頻能量，可以利用頻域來充分利用環境射頻環境以及雙頻[9-10]、三頻[11]和四頻[5]等已經有學者實現。

本文設計了一個雙頻段能量采集系統來采集WiFi頻段和GSM-1800頻段的能量。其中圓極化天線利用寄生貼片增加天線的阻抗帶寬和軸比帶寬，通過在天線上加載縫隙減小雙頻段處的S11。在雙頻整流電路中利用提出的匹配網絡來增加雙頻帶帶寬，使用單階倍壓電路提高整流效率。整個系統可實現采集環境中的GSM-1800和WiFi頻段的能量。

1 雙頻段能量采集系統設計

雙頻段能量采集系統由接收天線、阻抗匹配網絡、整流器、直通濾波器和負載五部分構成，如圖1所示。本設計將整個系統分為兩大模塊進行測試，即雙頻段圓極化天線設計和雙頻整流電路設計。

圖1 射頻能量采集系統結構框圖

1.1 雙頻段圓極化天線設計

常規的單極天線提供線性極化和窄帶功能。本文設計的圓極化天線能接收圓極化波，在z＞0的情況下為右旋圓極化，在z＜0的情況下為左旋圓極化。該天線具有較寬的阻抗帶寬且具有雙頻帶的軸比帶寬。圓極化天線相比其他極化方式的優勢有高靈敏度且易接收空間電磁波，同時還能抑制雨霧反射雜波的干擾[12]，更能適應實際的應用環境。圖2展示了用于收集射頻能量的圓極化天線的布局。微帶饋線和矩形微帶輻射器印在基板的頂面上，鏤空的接地結構印在底面上，對稱槽由沿對角軸的兩個菱形部分組成。在頂層有一個矩形寄生貼片和兩個類似L形的寄生貼片，在底層蝕刻了一個縫隙，其目的是增加天線的阻抗帶寬且使其軸比帶寬可以包含GSM-1800頻段和WiFi頻段。圖3為天線的反射系數，可以看出GSM-1800頻段的最小S11為-16 dB，WiFi頻段的最小S11為-54 dB，兩個頻段的S11都能小于-15 dB。

圖2 設計的圓極化天線的布局

圖3 設計的圓極化天線的反射系數

圖4為所設計圓極化天線的軸比和增益。可以看出在雙頻段上的增益＞0 dBic，軸比帶寬＜3 dB，滿足天線的圓極化條件。圖5顯示了xoz平面和yoz平面中1.825 GHz和2.45 GHz的天線歸一化輻射方向圖。在+z方向上1.825 GHz和2.45 GHz處測得的RHCP和LHCP之間的交叉極化顯示良好的隔離度。從圖中可以得知，在z＞0的情況下為右旋圓極化，在z＜0的情況下為左旋圓極化。

圖4 雙頻段圓極化天線的軸比和增益

圖5 雙頻圓極化天線在1.825 GHz和2.45 GHz的歸一化輻射方向圖

1.2 雙頻整流電路設計

雙頻整流電路由匹配網絡、整流器、直通濾波器和負載RL組成。

1.2.1 匹配網絡設計

本文設計了一個匹配網絡來匹配GSM-1800和WiFi頻段如圖6所示，該網絡分為2部分。

圖6 匹配網絡的設計

已知中心頻率f1為1.825 GHz，f2為2.45 GHz。partⅠ將匹配網絡右側的電路看成輸入阻抗ZinA(f1)和ZinA(f2)，使用傳輸線TL1使ZinA的實部幾乎恒定，而虛部在兩個工作頻率下共軛，即Im[ZA(f1)]=-Im[ZA(f2)]。假如傳輸線TL1可將ZinA轉換為阻抗ZA，其特性阻抗為Z1和θ1，則f1和f2處的ZA可表示為：

通過以上公式可計算出當ZA(f1)=[ZA(f2)]*時的Z1和θ1。

導納YA可以表示為：

并聯一個短路短截線TL2可消除ZA的虛部，同時保持其實部不變。TL2的特性阻抗為Z2和θ2，可通過以下公式獲得：

利用part I的配置消除了ZinB的虛部，只留其實部。

PartⅡ由一個傳輸線TL5和一個Π 型網絡組成，其設計是為了拓寬雙頻帶整流器GSM-1800頻段的帶寬。將虛線框中Π 型網絡等效為傳輸線TL6，TL6在兩個工作頻率下具有相同的特性阻抗Z6和θ6。可通過分別構建TL7和Π 型網絡的ABCD矩陣獲得TL3和TL4的參數[13]。傳輸線TL6在兩個工作頻率下將ZinC匹配到50 Ω 的阻抗值。圖7是加了Π 型網絡和未加之間的對比。從圖中可以看出GSM-1800頻段明顯拓寬，而WiFi頻段可保持帶寬不變。

圖7 Π 型網絡對帶寬的影響

1.2.2 單階倍壓整流器和直通濾波器設計

雙頻帶整流電路的整流器和直通濾波器設計如圖8所示。整流器選擇的是單階倍壓整流器，二極管D1、D2為肖特基二極管HSMS-2852。在低功率輸入下，該單階倍壓整流器可進行整流增壓。直通濾波器由四個短路短截線組成。通常的直通濾波器由電容構成，但是只適用于單頻帶電路。因為其無法濾除基波和二次諧波分量，會影響整流效率。設計的四枝節直通濾波器可解決這個問題，使TLA短截線諧振于1.825 GHz，TLB短截線諧振于2.45 GHz，TLC短截線諧振于3.65 GHz，TLD短截線諧振于4.9 GHz。由此可以確定直通濾波器的初始結構。

圖8 整流器和直通濾波器的結構

2 仿真和測試結果

基于設計的雙頻圓極化接收天線和帶有復雜匹配網絡的整流器，通過SMA轉換頭將整流器和天線直接相連來制造能量采集系統如圖9所示。天線尺寸為60 mm×60 mm，整流器的尺寸為117 mm×75 mm。隔直電容選擇的是150 pF的村田電容。整流二極管為Avago公司的HSMS-2852型號，封裝為SOT-23。負載電阻選擇的是1 000 Ω 的環形電阻。整流天線選用的介質板是FR-4材料，其介電常數為4.4，損耗角為0.02，厚度為1.6 mm。

圖9 雙頻段能量采集系統實物圖

2.1 雙頻整流電路的RF-DC轉換效率測試

RF-DC轉換效率為整流器最重要的一個指標，為整流電路將射頻能量轉換為直流功率的能力體現。可以通過以下公式計算獲得[10]：

其中PDC為輸出直流功率，Pin為輸入功率，VDC為輸出直流電壓，RL為負載電阻。

圖10比較了單頻輸入和雙頻輸入時RF-DC轉換效率和直流電壓隨著輸入功率變化的曲線。從圖中可以看出，輸入頻率為1.825 GHz時，最大的RF-DC轉換效率44%出現在輸入功率9.6 dBm時。輸入頻率為2.45 GHz時，最大的RF-DC轉換效率48.5%出現在輸入功率為9 dBm時。雙頻輸入功率為7.5 dBm時的最大RF-DC轉換效率為53%。比單頻輸入1.825 GHz時高了9%，比單頻輸入2.45 GHz時高了4.7%。直流電壓趨勢都是隨著輸入功率增加而增大。當輸入功率為7.5 dBm時，雙頻輸入所得電壓值為1.73 V，比單頻輸入1.825 GHz和2.45 GHz時分別高0.175 V和0.08 V。因為環境中的GSM-1800和WiFi頻段的能量非常小，當雙頻輸入功率為-20 dBm時，RF-DC轉換效率也有10%，直流電壓為0.032 V。通過以上比較可以得到結論，增加頻帶來采集環境RF能量是可行的。

圖10 RF-DC轉換效率和直流電壓隨著輸入功率變化圖

2.2 雙頻段能量采集系統的測試

用一個發光二極管代替整流電路中的負載，將其進行如圖11所示的測試。將雙頻段能量采集系統放置于忙碌的路由器或者被呼叫的手機周圍，得到的結果如表1所示。

圖11 雙頻段能量采集系統測試

表1 雙頻段能量采集系統的實測結果

通過以上的實測可以再次驗證，所設計的雙頻整流天線可采集環境中的GSM-1800和WiFi能量，且采集雙頻能量的能力比采集單頻能量更好。

3 結論

本文提出了一個由雙頻圓極化天線和雙頻整流電路組成的雙頻段射頻能量采集系統。雙頻圓極化天線通過增加寄生貼片和在地面開槽來增大阻抗帶寬和軸比帶寬，使其帶寬涵蓋GSM-1800和WiFi頻段。基于單階的倍壓整流電路，設計了一個分為兩部分的匹配網絡使整流電路呈現雙頻帶特性。仿真結果表明，圓極化天線的阻抗帶寬為1 GHz～2.6 GHz，軸比帶寬為1.78 GHz～1.96 GHz和2.37 GHz～2.59 GHz。設計的雙頻整流器在雙頻輸入功率為7.5 dBm時的最大RF-DC轉換效率為53%，直流電壓為1.73 V。將設計的雙頻段能量采集系統放在路由器和被撥打的手機附近,可點亮一個LED燈實現其能量采集功能。因此，該系統可采集環境中的GSM-1800和WiFi能量。