小電容變頻器及感應電機回饋能量分析

車愛文 孫 科

（濟南二機床集團有限公司，山東 濟南250022）

1 概述

變速交流電機驅動廣泛應用于工業(yè)領域，包括風機、空氣壓縮機、泵、電梯、軋鋼機等。通常，交流感應電動機在這些應用中是首選的，驅動器大多是由三相交流電源供電。采用二極管整流器前端的PWM電壓型逆變器是工業(yè)應用中應用最廣泛的電機驅動拓撲。

在傳統的電機驅動器，電解電容器首選減少紋波二極管整流器產生的電壓和旁路紋波電流，因為他們提供高容量/體積。然而，電解電容器具有很高的ESR，并且會引起發(fā)熱問題。由于其結構中的電解作用，其壽命很短。由于體積大，系統變得笨重。高Cdc使線電流的連續(xù)性和線電流的總諧波失真(THDig)增加。由于高電容，產生大涌流，這要求使用預充電電路。相比之下，薄膜電容器的壽命比電解電容器長得多，因為它們不含任何電解質。由于其體積小，驅動系統變得緊湊。由于電容很低，涌流量很小，因此不需要使用預充電電路。然而，薄膜電容器的電容不如電解電容器高，導致直流母線電壓紋波較大。但是這也增加了交流線路電流的連續(xù)性，并且THDig比傳統的高Cdc整流器要低。因此，使用薄膜電容器使得即使不使用交流線路電抗器或直流鏈路電感器也能夠獲得高質量的線路電流。

降低c 直流電產生非剛性直流母線，增加直流母線諧振頻率，造成諧振和不穩(wěn)定的風險。由于這個原因，可能的直流母線電壓振蕩必須通過適當的穩(wěn)定方法主動抑制，要么通過修改電機控制器的電流或電壓參數。文獻中已有多種穩(wěn)定方法，但缺乏對這兩種基本穩(wěn)定結構進行詳細性能比較的研究。本文重點研究了適當的濾波器元件尺寸和性能比較的一些電流模式和電壓模式穩(wěn)定方法。

2 穩(wěn)定性分析與直流環(huán)節(jié)元件選型

用單相等效電路對低電流直流整流- 逆變器驅動系統進行穩(wěn)定性分析，其中v-d-r 為理想的整流輸出電壓，v-dc 為直流母線電壓，i-v 為逆變器輸出的電流。R 和L 是電路的總有效電阻和電感，其中R8為每相交流線路電阻，Rdc為直流鏈路電阻，3w8gl8/π 為換相引起的電壓降，L8為每相線路電感，Lac為每相交流線路電感，Ldc電感為直流鏈路電感。

在傳統的整流器中，L 和C 被選擇來滿足fn＜6f，例如濾除來自直流母線電壓的主要300Hz 紋波。這增加了ζ 電位和直流鏈的穩(wěn)定性。如果Cdc降低，ζ 減少，這降低了穩(wěn)定性。共振放大引起的不穩(wěn)定性可以通過直流母線阻抗/電壓/電流隨頻率變化的曲線來研究。直流母線電壓周圍的諧波會引起諧振，導致峰值直流母線電壓紋波的過度放大。

在分析的過程中設計了兩種電路，fn=2.5kHz，fn=1.25kHz，逆變開關頻率fc 選擇為10kHz。如圖1 和圖2 所示，在這種情況下，諧振由高階和低幅度的直流母線電壓紋波(接近8 階-2400hz 和9 階-2700hz 的諧波)激發(fā)。因此，選擇8 次-11 次直流母線電壓諧波，比6 次更接近fc，如預期的最小諧振放大。這些結果也適用于較高功率額定值，因此它們?yōu)闉V波器設計建立了一般指南。

圖1 感應電機轉子靜止接入直流母線電壓

圖2 感應電機定子三相突然短路時A 相電流

為了研究穩(wěn)定性對諧振頻率的依賴性，首先對低電流直流電機驅動器進行了無主動穩(wěn)定方法的仿真。對兩種有無直流電感的電路進行了仿真。對于沒有直流鏈路電感的電路，選擇Cdc，使得fn 接近高階8-11 次總線電壓紋波諧波。仿真中采用矢量控制驅動電機。

圖3 顯示了2.2kW 電機驅動器的直流母線電壓波形，用于1400min-1-13nm 恒轉矩負載運行。直流母線電壓穩(wěn)定，波形接近三相二極管整流器的理想6 脈沖形狀。如果將電動機同步幀電流調節(jié)器(SFCR) 在兩相平穩(wěn)坐標系(α-β 軸)上產生的電壓基準在x-y 坐標系中繪制成一個圓，其半徑等于正弦參考電壓的振幅。同時，可以在瞬間畫出由可用直流母線電壓合成的逆變器輸出電壓的最大值，同時產生一個以逆變器輸出電壓為圓半徑的圓半徑。如果這兩個環(huán)有交點，這意味著可用的直流母線電壓不足以滿足逆變器的要求，這是一個指示(視覺說明)的穩(wěn)定性下降。交叉口的密度顯示了不穩(wěn)定的程度。圖4 示出了2.2kW 電動機驅動所獲得的電壓圓。電壓需求與逆變器電壓極限環(huán)之間無明顯干擾，表明環(huán)節(jié)電壓穩(wěn)定。

圖3 I 型直流母線電壓為2.2kw 低c 直流電機驅動器，在CTL 下運行，無直流鏈電感(50v/div，5ms/div)

圖4 在1400min-1-13nm CTL (100v/div，100v/div)范圍內，2.2kw 低電流直流電動機驅動器的逆變器電壓限制(藍色)和SFCR(紅色)的電壓要求

加入直流鏈電感后 (2.2kW 系統為2mh，37kW 系統為112μH)，fn 減小到4～5 次直流母線電壓紋波諧波頻率。電動機驅動器在同一工作點模擬，降低fn 到4-5 階母線紋波諧波附近，在直流母線電壓上產生高幅度諧振振蕩，如圖5 所示。

圖5 直流母線電壓2.2kw 低電流直流電動機驅動器運行在CTL 直流鏈電感(50v/div，5ms/div)

如圖6 所示，電壓環(huán)顯示了諧振放大的更清晰的圖像。圖中電壓要求和極限環(huán)在諧振頻率頻繁交叉。高數量的交叉點具有顯著的交叉深度是一個不穩(wěn)定的跡象，因為電壓需求超過直流總線電壓限制。

3 直流母線主動穩(wěn)定的電機驅動控制

圖6 2.2kw 低電流直流電動機驅動器的逆變器電壓限制(藍色)和SFCR(紅色)的電壓要求(1400min-1-13nm CTL，100v/div，100v/div)

仿真結果表明，當諧振頻率接近低階(4～5 次)紋波電壓諧波時，直流母線可能會出現不穩(wěn)定。即使設計不打算這樣一個范圍，如果電網電感參數改變和增加到過高的水平(由于新的配電線路/變壓器等的安裝)，共振頻率可能會降低到危險區(qū)域。因此，在逆變器控制算法中采用直流母線反饋控制回路的主動控制方法需要提高驅動器的穩(wěn)定性。在實踐中有兩種方法，即電壓模式法和電流模式法。

3.1 電壓模式穩(wěn)定(VMS)方法。VMSM采用了一種改進的直流母線干擾抑制方法。傳統的直流母線干擾抑制是當直流母線電壓有紋波或不足時，將逆變器的調制指數mi*與直流母線電壓成反比，以保持逆變器輸出電壓的幅值恒定。因此，直流母線的干擾抑制改善了逆變器的輸出電壓質量，但產生了負阻抗效應，降低了逆變器的電壓穩(wěn)定性，使逆變器在母線電壓較低時從直流母線吸收更多的電流，反之亦然。目標是通過使用180°相移諧振分量抑制直流母線的干擾來提高穩(wěn)定性，通過直流母線的干擾抑制控制器將實際諧振電壓分量減小的瞬間視為電壓上升，反之亦然。這樣，逆變器被迫從直流母線提取電流與諧振電壓成反比，從而提高了穩(wěn)定性。

3.2 電流模式穩(wěn)定(CMS)方法。通過修改電機驅動系統的SFCR 的q 軸電流基準來獲得主動阻尼。這是通過注入一個與直流母線電壓從其平均值Vdc0 到原始q 軸(轉矩分量)電流參考值q0 的變化Vdc0 成正比的補償項來實現的。CMSM1 需要一個能夠跟蹤直流母線電壓動態(tài)的高帶寬電流控制器，這就需要選擇足夠的逆變器開關頻率。

4 結論

本文研究了小型直流母線電容電機驅動器的無源元件選型和主動穩(wěn)定控制器的結構選擇。直流鏈諧振頻率為6 英寸電壓紋波頻率的8-11 倍的電路，即使沒有電感濾波器，也能提供穩(wěn)定的工作和良好的線路電流質量。干擾抑制通過犧牲線路電流和直流母線電壓質量來最小化轉矩脈動。電流模式和電壓模式穩(wěn)定方法具有相近的性能，但電流模式需要高帶寬的控制器，從而增加了逆變器的開關頻率和損耗。