Ka頻段模擬預失真線性化器設計

徐 揚，呂立明

（中國工程物理研究院 電子工程研究所，四川 綿陽 621900）

0 引 言

近年來，無線通信技術迅速發(fā)展，通信頻率逐漸升高至毫米波頻段，加上信號調制方式的進步，對功率放大器的線性度提出了更高的要求。為了滿足要求，功放線性化技術應運而生，常見的線性化技術包括功率回退、前饋、負反饋以及預失真技術等[1-7]。

前饋技術的電路結構復雜，系統效率低下，適用頻段低，負反饋除了與前饋技術有相同的缺點外，還具有帶寬窄的局限。相比之下，預失真技術的電路結構簡單，穩(wěn)定性高，近年來在行業(yè)中得到了很好的發(fā)展與應用，按照處理射頻輸入信號的方式，預失真技術可分為數字和模擬兩種，其中模擬預失真技術直接處理已調制射頻信號，核心器件為產生非線性補償量的肖特基二極管，該技術在不但結構簡單、性能穩(wěn)定，而且具有工作頻帶寬、易于集成與工程實現等優(yōu)點，適用于毫米波頻段下的射頻電路設計[8]。本文使用ADS 2020軟件針對經典反射式模擬預失真電路進行優(yōu)化改進，并用ANSYS對其無源結構進行建模仿真，驗證新型模擬預失真電路的幅度擴張與相位壓縮效果。

1 模擬預失真器技術原理

預失真技術的原理是在功率放大器的前端設置預失真單元，該單元在射頻信號輸入時產生一個非線性的預失真信號，由于預失真單元與功率放大器的非線性特性相反，該信號能夠與功率放大器自身產生的非線性信號互補，減小功率放大器射頻輸出信號中的非線性分量[9]。圖1所示為預失真系統及原理。

圖1 預失真系統及原理

模擬預失真電路的核心器件是肖特基二極管。肖特基二極管是利用特定工藝使得半導體表面蒸發(fā)出金屬膜，在金屬和半導體的接觸面結構上形成金屬-半導體結，以多數載流子的物理運動過程為原理來實現性能的非線性半導體器件。由于肖特基二極管不會發(fā)生電荷短缺現象，故也稱其為多子器件[10]。對于肖特基二極管的伏安特性，可列出方程：

式中，?=q/nkT，?近似等于1/25 mV；q是電子電荷；k是玻爾茲曼常數；T為溫度；n為理想因子。圖2所示為肖特基二極管的小信號等效電路和伏安特性曲線，可以看出肖特基二極管電阻特性呈現出的非線性，即只需提供微小的偏置電壓，就可以產生很大的非線性，并且伴隨產生大量的高次諧波分量，可用來平衡功率放大器的非線性失真，這種性能表現決定了其可以用作模擬預失真電路中產生非線性信號的部分。另外，肖特基二極管在毫米波頻段的頻率響應特性良好，工作動態(tài)范圍大，開關轉換速度快，適用于毫米波頻段下的射頻電路設計。

圖2 肖特基二極管小信號等效電路及伏安特性曲線

2 模擬預失真器電路結構

圖3所示為經典反射式模擬預失真器的電路結構，整體電路由肖特基二極管搭配90°電橋構成，射頻信號經過隔直電容由耦合器輸入端輸入，由電橋分為兩路分別輸出至肖特基二極管產生非線性預失真信號，經由無源傳輸線-末端電阻結構反射，預失真信號最終到達電橋的隔離端口完成輸出。反射式模擬預失真器的缺點是難以保證傳輸線-電阻結構間合適的阻抗匹配，并且在毫米波頻段下，實物裝配時任意的微小偏差都會對模擬預失真器的性能產生影響。此外，毫米波頻段下的電路對射頻通路中的電阻也有更高的要求，需要使用質量更高的薄膜電阻才能滿足。最后，產品設計與實物裝配時也需要準確調節(jié)肖特基二極管與金屬接地孔之間的距離，以保證線性化器的工作帶寬不會受到影響[11]。

圖3 經典反射式模擬預失真電路

為了解決上述問題，在經典反射式模擬預失真器的電路結構基礎上進行改進，得到新型模擬預失真線性化器，電路結構如圖4所示。無源結構均使用微帶線進行設計，包括隔直電容、90°電橋、偏置高阻線、射頻接地線以及λ/4開路線。模擬預失真線性化器的輸入輸出端口上設置有隔直電容，其作用是保證直流電源不會對線性化器前后的射頻器件產生影響。在毫米波頻段下，射頻電路中使用貼片電容會帶來不可忽視的誤差，故本文使用微帶線耦合形成的交指電容來實現隔直作用。新結構取消了傳輸線-電阻結構的接地方式，避免了該結構在阻抗不匹配或裝配不當時帶來的性能影響，接地轉采用射頻與直流隔離的方式，既改善了接地效果，也避免了二極管經由金屬化過孔進行接地時伴隨的寄生效應。新結構對肖特基二極管分別供電，可獨立調節(jié)肖特基二極管的偏置狀態(tài)。

圖4 新型反射式模擬預失真電路

以往的設計中，肖特基二極管可等效為電納與電導的并聯[12]，如圖5所示。

圖5 肖特基二極管等效電路

由于90°電橋的存在，線性化器電路整體結構具有對稱性，可將其看作為具有單輸入輸出端口的二端口網絡，其正向傳輸系數可表示為：

由上述表達式可知，線性化器的正向傳輸系數S21可由D點反射系數ΓD決定。由于結構對稱，選取任意一條肖特基二極管支路分析其原理，支路可等效為如圖6所示結構。

圖6 非線性支路等效電路

由等效電路可以得知，D點的反射系數表達式為：

其相位與幅度表達式分別為：

3 軟件仿真及結果

使用ADS 2020電路仿真軟件進行設計，設計目標為中心頻率30 GHz處增益擴張量≥10 dB，相位壓縮量≥30°。在肖特基二極管的選材上，考慮到肖特基二極管的非線性主要受可變電導和結電容的影響，以及封裝帶來的寄生效應影響，電路選用MA-COM公司生產的MA4E-2037型號無封裝肖特基二極管作為非線性產生的核心器件，在仿真時建立該型號二極管的Spice模型并帶入電路。在介質基板的選材上，考慮到線性化器工作在毫米波頻段，電路選用0.254 mm厚度的RT5880基板進行設計。電路仿真原理圖如圖7所示。電路由兩個肖特基二極管、一個并聯電容、兩個偏置電阻以及無源結構組成，通過改變偏置電壓、偏置電阻可以改變肖特基二極管的狀態(tài)，從而獲取需要的非線性補償特性。

圖7 原理仿真電路圖

在電路原理圖仿真的基礎上，用ANSYS電磁仿真軟件建立各無源結構模型，由于無源結構之間的連接可能導致仿真偏差，將原理圖中的無源結構按照與肖特基二極管的連接關系分為兩部分，分別在ANSYS中建立整體模型，并帶回ADS2020進行聯合仿真，聯合仿真電路圖如圖8所示。

圖8 聯合仿真電路圖

頻率為30 GHz，輸入功率在-50～20 dBm變化范圍內，并聯電容為10 pF，偏置電阻均為50 Ω且微帶長度為1.63 mm時，設定偏置電壓初始值為0.5 V，調節(jié)區(qū)間為0.1～1.0 V，對其進行掃描，線性化電路的預失真特性隨偏置電壓變化如圖9所示，增益擴張效果的范圍為2～20 dBm，相位壓縮效果的范圍為15°～60°。當偏置電壓增大，幅度與相位隨輸入增大的變化幅度減小，偏置電壓為1.0 V時，幅度與相位幾乎不變，可根據功放所需的補償程度來動態(tài)調節(jié)偏置電壓，以獲取相應的非線性特性。

圖9 偏置電壓掃描時預失真特性

在上述條件下固定偏置電壓為0.5 V，設定頻率中心值為30 GHz，調節(jié)區(qū)間為29～31 GHz，對其進行掃描，線性化電路的幅度補償與相位壓縮效果隨偏置電壓變化如圖10所示，由幅度補償曲線的離散性可以看出，線性化器在29～31 GHz內的幅度補償效果較為均衡，在工作帶寬內的性能良好。

圖10 29～31GHz內預失真特性

根據仿真得到的相關參數，設定偏置電壓為0.4 V，此時線性化器的非線性補償區(qū)間平緩且幅度較大。線性化器補仿真結果如圖11所示，在頻率為30 GHz處，輸入功率范圍-50～20 dBm，偏置電阻為50 Ω，增益補償為18 dB，相位壓縮為60°。

圖11 預失真器仿真結果

4 結 論

本文利用并聯肖特基二極管產生非線性補償量，設計新型反射式模擬預失真線性化器。通過改變肖特基二極管的偏置狀態(tài)，調節(jié)整體電路的非線性程度，進而得到可準確補償功放的非線性特性。經ADS2020軟件的原理仿真以及聯合仿真驗證的結果表明，頻率為30 GHz時，該線性化器設計可獲得20 dB的增益擴張和60°的相位壓縮，電路結構簡單且補償效果較好。