一種緊湊型低損耗饋電網絡設計

季 超，薛玲瓏，賀奎尚，李小磊，張麗娜

(上海航天電子通訊設備研究所，上海 201109)

0 引言

相控陣天線[1]具有波束切換迅速、反應時間短和數(shù)據(jù)率高等優(yōu)點，成為當前非常熱門的天線形式。饋電網絡[2]是相控陣天饋線系統(tǒng)的重要組成部分，用于實現(xiàn)射頻輸入信號的功率分配或接收信號的功率合成，一般采用同軸線[3]、微帶線[4]和波導[5]等傳輸線形式實現(xiàn)。其中波導傳輸線因損耗低、易加工、結構強度高、可靠性高和便于機電一體化設計等優(yōu)點得到了廣泛應用[6-7]。

星載數(shù)傳通信分系統(tǒng)[8]與地面雷達系統(tǒng)[9]相比，對組成部件的低功耗、輕量化、高密度集成、高可靠性和優(yōu)異的電磁兼容性等有更迫切的需求。因此，易于機電一體化設計[10-11]加工、腔體封閉和低損耗的波導傳輸線是很好的實現(xiàn)方案。

本文對一種應用于船器領域的Ka數(shù)傳相控陣天饋線的饋電網絡進行了描述，設計中首先根據(jù)系統(tǒng)使用需求進行綜合布局，利用HFSS仿真軟件優(yōu)化出饋電網絡中各級功分器[12]、穿層結構的最佳性能結構，然后通過波導傳輸線、穿層結構實現(xiàn)各部件信號連接，并通過調整波導傳輸線實現(xiàn)各輸出端口間的延時一致。對加工的饋電網絡進行實物測試，測試結果滿足各項指標要求。

1 網絡形式的選擇及布局

某Ka波段數(shù)傳相控陣天饋線系統(tǒng)射頻鏈路如圖1所示，射頻網絡為49個端口無源微波器件，1個總口通過SMA2.92接頭與前級輸出端濾波器連接，48個分口通過SSMP接頭直接與8聯(lián)裝T組件的輸入射頻口連接。

若射頻饋電網絡采用帶狀線形式，會導致網絡損耗大，對前級功放的數(shù)傳功率要求大大提高，不僅對整星的功耗大大提高，且熱耗也增大，散熱壓力巨大。因此，基于傳輸損耗的考慮，饋電網絡采用波導結構。在結合功率容量、質量和加工等因素之后，波導口徑選用非標尺寸(6.2 mm×1.6 mm)。

網絡要求體積緊湊，同時需要為T組件控制接頭預留穿孔位置，為了合理使用有限的面積，布局最優(yōu)化，選擇3層腔體交替的網絡結構，49個端口采用相同的波同轉換結構。

圖1 天線系統(tǒng)射頻鏈路Fig.1 RF link of antenna system

2 網絡的設計

網絡分為3層，輸入端在最下層，通過H面T型結2等分功分器(如圖2(a)所示)及穿層結構(如圖2(b)所示)，將能量傳遞到中層。中層有2個功分比為1∶2∶3的H面波導功分器(如圖2(c)所示)，使用同樣的穿層架構將能量傳到上層。上層是2個3等分功分器(如圖2(d)所示)、2等分功分器和連接器，將能量通過穿層結構再傳回中層。中層的12個E面二等分T型結功分器，連接下層4行6列24個E面二等分T型結功分器(如圖2(e)所示)，實現(xiàn)能量的輸出。中下2層E面T型結模型如圖2(f)所示。

網絡主要由H面T型結[13]、E面T型結[14]及穿層結構連接而成，下面對這些器件的設計和整體仿真結果進行描述。

(a) 二等分功分器

(b) 穿層結構

(c) 1:2:3功分器

(d) 1:1:2功分器

(e) E面T型結

(f) T型結組合結構

2.1 H面T型結

以二等分功分器為例，將圖2(a)用參數(shù)圖3來表示。H面T型結通過調節(jié)金屬匹配塊(Ls×Ws)偏離中心的距離就可以實現(xiàn)不同的功率分配比，通過添加金屬塊(Wa×Wa)可以實現(xiàn)更好的阻抗匹配，波導傳輸線的拐角處進行切角處理能減小電磁場的不連續(xù)性。利用HFSS仿真軟件不斷優(yōu)化匹配塊的尺寸，使兩臂輸出的功率分配比、平坦度和總口駐波比在頻帶內達到最佳。圖3經優(yōu)化后得到各參數(shù)值分別為Ls=2.3 mm，Ws=1.4 mm，Wa=0.4 mm，Ld=5.9 mm。

圖3 H面T型結參數(shù)Fig.3 Parametric diagram of H-plane T-junction

2.2 E面T型結

由于空間尺寸的限制，為了做到布局最優(yōu)，部分功分器需采用E面T型結結構，以圖2(e)為例，其二維參數(shù)如圖4所示。調節(jié)金屬匹配塊的長和高l×h可以優(yōu)化輸出端口功率的一致性和平坦度，調節(jié)輸入端口短邊長w可以獲得更好的總口駐波性能。經HFSS軟件優(yōu)化，得到的最終參數(shù)值為w=1.6 mm，l=4 mm，h=0.6 mm。

圖4 E面T型結參數(shù)Fig.4 Parametric diagram of E-plane T-junction

2.3 穿層結構

由于網絡采用了3層腔體交替結構，層與層之間通過穿層結構來進行能量的傳遞。因此穿層結構的性能也尤為重要。根據(jù)上下層功分器的不同，穿層結構的尺寸也略微不同，但是其結構都類似，以圖2(b)為例，其二維參數(shù)如圖5所示。層高h限制為0.8 mm，通過優(yōu)化波導寬w來實現(xiàn)上下層的匹配。經HFSS軟件的優(yōu)化結果為w=1.25 mm，穿層結構與上下層功分器連接的局部示意如圖6所示。

圖5 穿層結構參數(shù)Fig.5 Parametric diagram of layered structure

圖6 穿層結構示意Fig.6 Schematic diagram of layered structure

3 一體化網絡仿真設計

在完成射頻饋電網絡中3個主要器件的設計后，根據(jù)最初的布局走線逐層進行設計仿真。加上穿層結構后進行2層、3層仿真設計。通過調整波導傳輸線的長度、切角實現(xiàn)各輸出端口的相位一致性。射頻網絡的49個端口需要引入波同轉換結構實現(xiàn)與其他部組件的互聯(lián)，雖然總口和分口采用的接插件形式不同但仿真結構相同，如圖7所示，波同轉換使用波導階梯結構來獲得更好的匹配。

圖7 波同轉換結構Fig.7 Structure of waveguide-coaxial-line conversion

加上波同轉換結構后，最終的饋電網絡的俯視圖和側視圖如圖8所示。

(a) 俯視圖

(b) 側視圖圖8 饋電網絡整體Fig.8 Overall chart of feeder network

3.1 仿真結果

波同轉換結構的電壓駐波比(Voltage Standing Wave Ratio，VSWR)仿真曲線如圖9所示。從仿真結果可見，波同轉換的VSWR在頻帶內小于1.2，可滿足使用要求。1分48饋電網絡的仿真結果如圖10所示。

圖9 波同轉換結構仿真結果Fig.9 Simulation results of waveguide-coaxial-line conversion

(a) 駐波

(b) 插損

(c) 相位一致性曲線圖10 1分48饋網仿真結果Fig.10 Simulation results of 1:48 feeder network

由于部分輸出端口相位比其他端口多180°，但信號在時間維度上是同時的，因此對這些端口的相位進行減180°處理，便于直觀地看到輸出端口的相位一致性。由圖10可知，網絡總口駐波小于1.5，插入損耗小于20 dB，分口相位一致性好，可滿足使用要求。

3.2 實物加工與測試結果分析

由于該饋電網絡工作在毫米波段，其性能對加工誤差十分敏感，且加工過程中任何縫隙都對性能有很大影響。因此，網絡對加工工藝和加工精度的要求很高。選取具有多層波導加工、焊接經驗的南京馳韻為加工單位，因使用要求需對波導內外腔做本色導電氧化處理，考慮到波導內腔尺寸小，內腔流道復雜，存在電鍍液殘留的風險，采取在波導上留多個直徑5 mm的工藝孔，電鍍完成后用銷子填補的方法解決了該難題，完成電性能調試后，點膠加固。波導功分網絡的實物加工照片如圖11所示，其整體尺寸為210 mm×110 mm×20 mm。

(a) 正面

(b) 背面圖11 實物加工圖Fig.11 Processing maps of feeder network

實物測試結果如圖12所示。由圖可以看出，饋電網絡的總口駐波在工作頻帶內小于2，分口的插入損耗在帶內小于25 dB，可以滿足使用要求。由于存在波導加工的誤差以及測試校準等誤差，VSWR實測結果與仿真結果存在一定的偏差，插入損耗與仿真結果相比較大，是由于仿真時波導材料設置的是沒有損耗的理想材料，實際使用的鋁材料以及表面處理使得傳輸線的損耗值變大，且無法校準到末端的測試轉接頭K/2.92，在Ka頻段的損耗也是不可忽略的。

(a) 駐波

(b) 插損

(c) 歸一化后的相位一致性曲線圖12 1分48饋網實測結果Fig.12 Test results of 1∶48 feeder network

4 結束語

本文詳細介紹了一種緊湊型低損耗波導饋電網絡的設計，在有限空間里，使用H面、E面T型結、穿層結構形成3層腔體交替的網絡設計，實現(xiàn)了布局最優(yōu)設計，電氣性能、結構安裝上均能滿足緊湊型相控陣天饋線系統(tǒng)的使用要求。從分立器件的單獨設計到整體仿真調整，實現(xiàn)全端口阻抗匹配和輸出端口幅度、相位一致性。仿真和實測結果表明，所有性能指標都能滿足系統(tǒng)要求。該波導饋電網絡在Ka頻段數(shù)傳相控陣天饋線系統(tǒng)中已經得到了應用，其設計方法也可以作為其他射頻饋電網絡的參考。