非對稱半橋交錯并聯輸出式LLC諧振DC-DC變換器設計

張瑋麟, 張耀昌, 劉東立

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院,黑龍江 哈爾濱 150027)

0 引 言

在開關電源追求高功率密度化和高頻化的背景下，LLC諧振技術迅速發展，能夠良好實現軟開關技術的LLC諧振變換器是開關電源領域研究的熱點問題。同時，為了減小輸出端電壓紋波，增大變換器功率密度，交錯并聯技術通常在大功率場合也得以應用。

文獻[1]提出了一種CLLLC諧振式雙向橋式DC-DC變換器，對其工作特性進行了分析，給出了軟開關實現的仿真結果，但是缺少理論分析，結果可靠性較低。文獻[2]提出了L-LLC諧振型雙向DC-DC變換器的最優控制策略，但是控制策略過于復雜難以實現。文獻[3]提出了一種三電平LLC諧振變換器及其控制方法，電路結構具有創新性，但電路結構復雜，可靠性低且實用性不強。文獻[4-6]對LLC變換器的高頻特性進行了分析，但是分析的模型太過理想化，不適合實際應用。文獻[7-9]對不同結構的LLC變換器效率特性進行了分析，給出了提高效率的途徑，具有一定的借鑒意義。

為了提高變換器的功率密度和輸出容量，基于交錯并聯技術，設計了一種交錯并聯輸出式LLC諧振DC-DC變換器，通過變壓器的二次側分級，使得兩路輸出端交錯并聯，實現提高功率密度的目的。分析了不同工作頻率下的變換器工作原理，研究了變換器的功率特性，對LLC變換器系統的等效進行分析電路。對設計的交錯并聯輸出式LLC諧振DC-DC變換器進行了電路仿真和樣機測試，驗證了設計的變換器在工作過程中開關管能夠實現零電壓開關(ZVS)，效率得到有效提高，在增大輸出容量的同時提升了變換器功率密度。

1 電路原理分析

設計的非對稱半橋交錯并聯輸出式LLC諧振DC-DC變換器如圖1所示。其中，U1為輸入側直流母線電壓，U2為輸出負載側直流母線電壓，變壓器一、二次側匝數變比為n。S1～S10為電路結構中的開關MOS管，VD1～VD10為各個開關MOS管的反并聯二極管，C1～C10為各個開關MOS管的結電容，Cr和Lr為諧振腔的諧振電容和諧振電感，Lm為一次側勵磁電感。一次側選擇兩路變壓器串聯的結構，可以等效為一路變壓器，二次側為兩路交錯并聯的橋式整流結構，利用MOS管進行整流，有利于實現同步整流，減小損耗，進一步提升變換器效率。

圖1 非對稱半橋交錯并聯輸出LLC諧振DC-DC變換器

設計的非對稱半橋交錯并聯輸出式LLC諧振DC-DC變換器開關管頻率為fs，整個電路工作過程中存在2個諧振頻率點，有主諧振頻率：

(1)

有次諧振頻率:

(2)

變換器能工作于f2f1的超諧振區，為了方便非對稱半橋式LLC諧振變換器提升效率，可將開關頻率設計在fs=f1附近。

變換器工作波形如圖2所示。其中，Ugs1和Ugs2為S1和S2的驅動信號，二次側結構為S3～S10的整流結構。T為開關管的工作周期，D為占空比，Ir和Im為諧振電流和勵磁電流。

模態1(t0～t1)：開關管S1的體二級管VD1導通，電容Cr和電感Lr發生諧振，諧振腔向電源回饋電能，電感Lr兩端電壓逐步減小，電流也減小。二次側第一路輸出中開關管S3和S6體二極管導通，在第一個工作階段的末尾，諧振腔一次側的諧振電流方向將會改變。

模態2(t1～t2)：開關管S1開始導通，諧振腔一次側電感電流反向，并且不斷增加。諧振腔二次側開關管S3和S6體二極管持續導通，當諧振腔一次側電流增大到變壓器勵磁電流時，勵磁電流將會逐漸轉化到變壓器中勵磁，二次側整流開關管S3和S6將會關斷。

模態3(t2～t3)：開關管S1和S2同時關斷，在此過程中S1的結電容C1充電，S2的結電容C2放電，電容Cr和電感Lr發生諧振。當C2電容放電完畢兩端電壓為零時，為S2的導通提供了ZVS的基礎。

模態4(t3～t4)：開關管S1關斷，C2放電完畢后VD2會直接導通，諧振腔的電流會持續減小。電容Cr和電感Lr繼續發生諧振，二次側第一路輸出中開關管S4和S5體二極管導通。VD2在導通期間，當開關管S2的驅動信號來臨時，S2會直接導通，實現ZVS。

模態5(t4～t5)：S2開通后，電容Cr和電感Lr繼續發生諧振，諧振腔內電流反向增大。諧振腔二次側第一路輸出中開關管S4和S5體二極管導通，諧振電感兩端的電壓為變壓器二次側折射過來的鉗位電壓。當諧振電流增大到勵磁電流后，開關管S4和S5體二極管關斷。

模態6(t5～t6)：開關管S1和S2同時關斷，在此過程中S1的結電容C1放電，S2的結電容C2充電，Cr和電感Lr發生諧振。當C1電容放電完畢兩端電壓為零時，為S1提供了ZVS的基礎。

圖2 工作波形圖

其中，變壓器二次側兩路交錯并聯的整流結構工作狀態一致，交錯并聯結構增加了整個變換器系統的容錯率，也達到了輸出擴容的目的，提高了變換器的功率密度。二次側整流結構采用MOS管進行整流，實現了同步整流的目的，進一步提升了整個變換器的效率。

2 等效電路分析

可知LLC變換器在諧振過程中有電感和電容的參與，工作過程中等效的電路圖如圖3所示。

圖3 諧振網絡等效電路圖

根據圖3可得整個諧振電路輸入到輸出的傳遞函數:

(3)

(4)

LLC變換器的直流電壓增益與k、Q和f有關。通過推導可得LLC變換器阻抗特性為

(5)

阻抗特性可以為容性也可以為感性，當工作頻率為f1時，輸出阻抗與輸入阻抗沒有相位差，電壓電流沒有相位差，此時Lr與Cr發生諧振Lm在此階段持續被充電，負載能量由Lr與Cr提供。

在已知變壓器匝數比n、f、Q值一定的情況下，通過改變k值得出的系統增益關系曲線如圖4所示。由圖4可讀取不同k值下單位增益交點處的開關頻率值，取k為2、4、6、8、10。從圖4可以看出k值越小最大增益點越高，在得到相等的輸出電壓增益條件下歸一化頻率調節范圍越窄；k值越大，Lr+Lm與Cr的諧振頻率點逐漸往右移動，串聯諧振表現越明顯，在得到相等的輸出電壓增益的條件下歸一化頻率調節范圍越寬。除此之外隨著k值的增加會使Lr感值增大，從而使諧振電流會變小。k值越大，MOS管在諧振點處的導通損耗和開關損耗越低。

圖4 k值與LLC變換器增益變化曲線

在得到相同的增益情況下，為了獲得較為平穩的輸出電壓，k的取值一般為2.5～6之間。

3 不同區域工作特性分析

LLC諧振變換器輸入中點電壓和電流相位對MOS管能否實現軟開關有很大影響。當輸入電壓超前電流時，輸入阻抗呈現感性狀態，變換器可以工作在軟開關狀態。LLC變換器輸入阻抗為

(6)

可得歸一化輸入阻抗：

(7)

進而得到歸一化阻抗幅角：

Zin(f,k,Q)=

(8)

輸出短路情況下容性與感性分界點所對應的歸一化頻率fn，當fs1時，輸入阻抗呈恒感性，此時變換器在感性區。當fn

圖5 負載區域對應圖

在不同負載情況下，輸入電路的輸入阻抗特性曲線均會相交于一點，此點所對應的頻率為

(9)

當fs>fnc時，隨著負載的增加輸入電路阻抗逐漸減小，輸入電路電流增加。當fs

感性區有利于變換器的工作，容性區和感性區和分界點處有：

(10)

故變換器工作在感性工作區域內，應使諧振網絡輸入電壓超前輸入電流，從而更容易實現MOS管的ZVS過程。

根據圖6可知，諧振頻率高于增益峰對應頻率時，諧振網絡的輸入阻抗為感性，開關管更容易實現ZVS。諧振頻率低于峰值增益對應頻率時，諧振網絡的輸入阻抗為容性，開關管的體二極管存在反向恢復過程，會產生嚴重的噪聲。

圖6 工作區間分析圖

諧振網絡不同增益條件下開關管對應不同工作區域，但是在容性區間和感性區間分界的某一諧振頻率點處系統增益達到最大值，有利于開關管ZVS和零電流開關(ZCS)過程的共同實現，變換器應盡量工作在這一頻率段。

根據圖7中的不同開關頻率下所對應的變換器增益G1～G9可知，在低頻狀態下更容易實現開關管的ZCS過程，隨著開關頻率的增大逐漸進入ZVS過程，在2個過程的轉換中系統的增益存在最大增益點。在進行系統的設計時，應盡量將開關頻率設計在最大增益點附近。

圖7 區域劃分圖

4 試驗驗證

在Saber仿真軟件中對所提非對稱半橋式LLC變換器和交錯并聯非對稱半橋式LLC變換器進行仿真設計，仿真過程中設置的電路參數如表1所示。

表1 電路試驗參數

根據表1的參數進行仿真試驗，非對稱半橋式LLC變換器電路中勵磁電感Lm兩端電壓值存在鉗位過程，其電流為典型的電感充放電三角波，諧振電感Lr參與諧振過程，其電流波形為正弦波，LLC電感電流波形如圖8所示。

圖8 LLC電感電流波形

圖9 普通結構中fs=f1時開關管波形

普通非對稱半橋LLC變換器一次則開關MOS管波形如圖9所示。可知，導通時漏源極電壓先降為零值后柵源極的驅動信號才來臨，開關管能夠實現ZVS過程。但在開關管關斷時，驅動信號消失時承受了直流側電壓，為硬關斷過程。

交錯并聯非對稱半橋LLC變換器一次側開關MOS管波形如圖10所示。在開關管導通時漏源極電壓先降為零值后柵源極的驅動信號才來臨；在開關管關斷時，驅動信號和開關管電流消失后開關管才承受了直流側電壓進而出現，整個開關過程均為軟開關過程。

圖10 交錯并聯結構中fs=f1時開關管波形

搭建500 W交錯并聯非對稱半橋LLC變換器試驗樣機，如圖11所示。參數見表1。輸入部分采用兩路交錯并聯的結構，共用高頻變壓器和諧振電感，輸出部分采用分立的諧振電容和濾波電路。

圖11 試驗樣機

圖12 電路一次側工作波形

交錯并聯非對稱半橋在200 V輸入48 V輸出滿載情況下，電路的開關管波形和電容波形如圖12所示。可知開關管能夠實現零電壓關斷，且電容Cr出現諧振過程。

交錯并聯非對稱半橋式LLC變換器相對于兩路普通非對稱半橋LLC諧振變換器共用了高頻變壓器和諧振電感，使得輸出功率容量得到了擴充，節省了變換器的體積，提高了功率密度。額定功率為500 W的交錯并聯非對稱半橋式LLC變換器相對于普通非對稱半橋LLC諧振變換器測試效率如圖13所示。同樣功率等級下，交錯并聯非對稱半橋式LLC變換器中兩路單獨LLC變換器共用了變壓器和諧振電感，減小了部分損耗，使效率得到了有效的提高。

圖13 效率對比圖

通過仿真結果和樣機測試可知，設計的非對稱半橋交錯并聯輸出式LLC諧振式變換器一次側開關管能實現ZVS過程。交錯并聯結構能夠使輸出變換器的容量擴大，變換器的功率密度和效率得到提升。

5 結 語

本文設計了一種非對稱半橋交錯并聯輸出式LLC諧振式變換器，有效提高了變換器的功率密度，擴大了輸出容量。分析了變換器的工作過程，給出了等效電路圖，研究了不同k值對變換器的影響。研究了不同諧振頻率下變換器的工作區域分布，得出了在不同的工作區域中開關MOS管實現軟開關過程難度不等的結論。通過仿真和樣機測試驗證了設計的變換器開關管能夠實現ZVS，同時有效減小了變換器的開關損耗。