半橋LLC諧振式通信電源設計

應榮輝

（浙江省紹興市上虞區職業中等專業學校，浙江 上虞 312300）

0 引 言

作為保障通信系統穩定運行必不可少的重要設備，對通信電源的研究始終是業內熱門。現階段的通信電源整體運行效率偏低，通信網絡中很多老舊的通信電源模塊實際運行效率僅約85%[1]。如果能將效率提高至98%，即使在低負載下依然可以做到高效率運行，搭配更先進的休眠技術就可以實現系統效率的最大化。DC/DC諧振式通信電源以其高可靠性、高效率、高功率密度成為通信電源電路設計的首選。邏輯鏈路控制（Logical Link Control，LLC）諧振變換器可有效提功率密度和開關管工作頻率，同時實現高效率。此外，在變換器前增加一個有源功率因數校正電路可有效提高通信電源系統的功率因數和運行效率，因此結合有源功率因數校正電路和DC/DC諧振變換器的優點提出兩級通信電源電路設計方案，旨在有效提高通信電源的運行效率，促進通信系統的不斷發展。

1 總體設計方案

本次設計的通信電源為有源功率因數校正電路和DC/DC諧振變換器兩級結構。其中有源功率因數校正電路可以在確保通信電源可靠、體積小巧的基礎上實現不低于95%的功率因數[2]。DC/DC變換電路采用軟開關LLC半橋諧振變換器，可以滿足高效率要求。兩級電路均設置了保護電路，以保證通信電源的運行穩定性。同時為了實現自動化控制，分別在原邊、副邊接入單片機，通過電源管理總線（Power Management Bus，PMBus）進行監控，通信電源系統框架如圖1所示。

圖1 通信電源系統框架

2 有源功率因數校正電路拓撲設計

本次設計的通信電源系統采用Boost型有源功率因數校正電路，其電路原理如圖2所示。

圖2 Boost型有源功率因數校正電路

按照不同的電感電流類型，Boost型有源功率因數校正電路工作模式可分為連續電流模式、斷續電流模式、臨界連續模式。這3種模式各有優劣，適用于不同的場景[3]。連續電流模式（Continuous Current Mode，CCM）工作模式的電感電流始終非零，電流比較平穩，適用于功率不低于250 W的電路。因此，本次設計的通信電源Boost型有源功率因數校正電路采用CCM模式。在該模式下，接通開關Q，輸入電壓為Uin，開關Q、電感L形成回路。輸入電壓Uin對電感L充電，L的線圈做左加右減，電流線性增加，輸入電壓Uin未輸出能量，負載能量來自電容器C中。斷開開關Q，輸入電壓Uin向負載輸出能量，同時電感也向負載傳遞能量，并為電容器充電，此時輸出電壓UO大于Uin，并開始下一個周期。Boost型有源功率因數校正電路功率因數高，輸入電流是連續的。由于開關管Q的驅動信號與輸出共地，電感L的電流電與輸入電流回路相同，因此可以通過控制電感L的電流控制Boost型有源功率因數校正電路的輸入電流。

3 DC/DC諧振變換電路拓撲設計

本次設計的主要目的是有效提高通信電源的運行效率與可靠性，更好地滿足人們的通信需求，僅有低損耗、低線壓功率的功率管無法滿足這一需求，因此需要從更有效的電路拓撲入手[4]。目前應用廣泛的諧振變換器可以實現電壓或電流周期性過零，從而實現軟開關，最終達到降低開關損耗，提高變換器效率的目的。因此，本次設計的通信電源系統選用LLC半橋諧振式變換器作為主要變換器，其電路基本原理如圖3所示。

圖3 LLC半橋諧振變換電路原理

LLC半橋諧振變換器的優點主要包括以下幾點[5]。一是即使負載波動很大，LLC半橋諧振變換器的開關管也能支持零電壓開通，開關管開通損耗更低；二是LLC半橋諧振變換器輸入電壓較高時，開關線損依然可以保持較低水平；三是變壓器副邊整流二極管可實現零電流關斷，降低了二極管反向恢復造成的關斷損耗；四是LLC半橋諧振變換器可通過磁集成技術將諧振和勵磁電感參數集中在變壓器上，從而達到縮小磁性元件體積的目的。

LLC半橋諧振變換器存在兩個諧振頻率。一個是電容Cr、電感Lr參與諧振，勵磁電感不參與諧振，此時諧振頻率為fr；另一個是電容器Cr、電感Lr、勵磁電感Lm共同參與諧振，此時諧振頻率為fm。兩種諧振頻率的計算公式為：

當開關頻率fs＞fm時，MOS管工作在LLC電壓增益曲線ZVS范圍內，此時MOS管開關損耗比工作在ZCS區域時小。當負載較低時，LLC半橋諧振變換器的開關頻率幾乎沒有變化，即使沒有負載的情況下LLC半橋諧振變換器也可以做到零電壓開關。當開關頻率處于fm＜fs＜fr時，LLC半橋諧振變換器基本運行過程如下。

圖4 LLC半橋諧振變換器基本階段一

（1）階段一（t0-t1）。如圖4所示，t0時，開關Q2關斷，此時輸入電壓為母線電壓Um，諧振電流ir大于激勵電流im；二極管Q1接通，諧振電流ir增大，而負載兩端電壓不變，勵磁電感Lm兩端電壓也不變；im繼續增大，此時只有電容Cr、電感Lr參與諧振，能量回流到輸入端，諧振電流為正弦波形，當諧振電流上升到零時，進入階段二。

（2）階段二（t1-t2）。：如圖5所示，該階段諧振電流ir從負到正，此時開關管Q1上加一個柵極導通信號，開關管Q1導通，整流管D1導通。變壓器原邊電壓鉗位，勵磁電感Lm充電，不參與諧振，能量從輸入轉移到輸出，諧振振電流等于勵磁電流im和整流管D1不輸出電流。

圖5 LLC半橋諧振變換器基本階段二

（3）階段三（t2-t3）。該階段開關管均斷開，變換器處于死區狀態，但初級諧振電流ir和勵磁電感電流im保持不變，電容向負載輸出能量。此時，開關管Q1的寄生電容充電，使Q1兩端電壓上升到Un，Q2的寄生電容放電，Q2兩端電壓降至零，Q2體二極管導通。

（4）階段四（t3-t4）。該階段的開關管均保持斷開，但Q2中體二極管接通，Q2零電壓接通。此時勵磁電感Lm的電壓反向，次級整流二極管導通，初級諧振電流流過勵磁電感Lm、體二極管。諧振電流ir小于im，此時開關管Q2接通。

（5）階段五（t4-t5）。t4時刻，開關管Q1依然保持斷開，Q2體二極管接通，為Q2導通創造條件。整流管D2接通，此時原邊電壓上負下正，Lm在此電壓下線性充電，不參與諧振，能量由輸入傳遞到輸出端。t5時，諧振電流降為零，此階段結束。

（6）階段六（t5-t6）。t5時，開關管保持斷開，整流管D2接通，變壓器初級繞組關斷。電壓被鉗位，勵磁電感用這個電壓線性充電，不參與諧振，能量從輸入轉移到輸出。t6時，ir=im，整流管D2電流為零。

（7）階段七（t6-t7）。在t6時，ir=im，流過變壓器原邊的電流為零，此時勵磁電感不被輸出電壓鉗，參與諧振，整流管均不接通，輸出電容器為負載提供能量。至此，開關管Q2在t7時斷開，該階段結束。

（8）階段八（t7-t8）。在t7時刻，開關管均斷開，但Q1可實現零電壓切換。諧振電流ir逐漸增大，整流管接通，能量經變壓器傳遞給負載。t8時，諧振流量從負轉正，階段結束后回到t0。

4 結 論

針對LLC半橋諧振通信電源電路進行設計，提出有效功率因數校正電路+DC/DC軟開關諧振變換器的設計方案。諧振電感、諧振電容的運用實現了軟開關功能，LLC諧振變換器的運用大大提高了整個系統的運行效率和可靠性。通過控制開關頻率處于適當區間（fm＜fs＜fr）實現原邊功率管的零電壓斷開與接通，從而提高通信電源系統運行效率。