寬調諧電調雙工器小型化設計

李春紅，魏 雋

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

現代無線通信電磁環境日漸復雜，通信系統采用多種抗干擾措施提高通信系統的抗干擾能力，其中，采用可即時改變通信頻率的電調濾波器是通信設備中非常有效的抗干擾措施之一，且對濾波器小型化提出要求[1-2]。

目前電調濾波器種類較多[3-9]，能夠實現高選擇性、高抑制度的都是中功率以上對損耗及阻帶要求較高的腔體可調濾波器，可有效地抑制干擾信號。文獻[5]提出了Q值高、承受功率大的波導電調濾波器，而在射頻低頻段，為了減小整機體積，更多采用的是同軸腔體濾波器，文獻[6-9]提出的電調濾波器分別采用多種形狀的耦合孔或耦合環和耦合窗口相結合的混合形式作為腔間耦合結構，均在多個波段實現了可調濾波器。

隨著大容量微波機的研制，要求電調濾波器具有更寬的通帶帶寬以及更多的可用頻段，而現有的耦合結構形式在設計帶寬增加以后，全頻段內的通帶帶寬變化劇烈引起阻帶性能下降，更有部分頻段的諧振腔失諧而導致頻率調諧范圍變窄。

為滿足無線通信系統對微波設備大容量、高靈敏度的要求，降低設備復雜度，需要設計出寬通帶、寬調諧、體積又小的電調濾波器和雙工器。本文在同軸諧振腔的基礎上，通過Ansoft HFSS仿真軟件建模,分析了多種耦合形式對濾波器性能的影響，提出一種新型耦合結構和拓寬頻率調諧范圍的方法，解決了機械調諧腔體電調濾波器小型化及頻率統調的設計難點。

1 雙工器方案選擇

具有改頻功能的腔體結構雙工器形式主要有幾種，其中橋式雙工器[10]發射通道由2個帶通濾波器和2個3 dB定向耦合器組成，優點是反向隔離高且功率容量增加一倍，但體積和重量大，適用于kW量級功率的可調雙工器。

文獻[11]可調雙工器采用環形器加可調濾波器的形式，其可調濾波器是電控開關控制的固定濾波器組，優點是改頻速度快，但需開關組合切換多個固定頻率濾波器以滿足設備抗干擾要求，結構復雜。

文獻[12]采用耦合網絡與可調濾波器級聯實現多路可調多工器，其中N個可調濾波器經N段特定長度的傳輸線級聯到耦合網絡，每路可調濾波器均通過電機旋轉同軸諧振腔內加載的電容片來改變諧振頻率，由于金屬片間距影響到承受功率，因此大功率濾波器調諧范圍較窄，實現寬頻段內頻率覆蓋，需要多路的可調濾波器，體積比較大。

因此，有高功率要求的電調雙工器，采用收、發電調濾波器聯合環形器的方案，其中小型化設計的電調濾波器為同軸腔體結構，承受功率大，頻率調諧范圍寬，可在全頻段內頻率連續可調。

2 電調濾波器關鍵技術

電調濾波器采用一端短路一端開路的λ/4型同軸諧振腔形式，工作于TEM模式，通過改變短路端內導體的長度來調整頻率。由于設計及加工的復雜性，通常采用4腔，選擇最小波紋的切比雪夫響應形式，利于全頻段有較好的幅頻特性。

電調濾波器使用中由于機械累計誤差和環境溫度變化易引起工作頻率漂移，考慮可能引起的不確定因素，在滿足系統信號帶寬要求的基礎上增加帶寬設計余量。因此，為了不降低濾波器的帶外抑制度，惡化通信系統的抗干擾性能，要求可調濾波器在整個工作頻段內絕對帶寬恒定[13]。

2.1 濾波器輸入輸出耦合結構

同軸濾波器輸入、輸出耦合激勵主要有探針耦合和環耦合2種方式。探針耦合方式實現簡單，但耦合能量小，適用于相對帶寬小且頻率調諧范圍比較窄的電調濾波器，對于寬調諧范圍尤其是相對帶寬比較寬的可調濾波器，只有使用以磁耦合為主的耦合環作為能量耦合方式。

外部Q值表達式為：

(1)

(2)

式中，g0，g1，gn，gn+1為歸一化的低通元件值；n為濾波器腔數；W為帶通濾波器相對帶寬。

選擇耦合環合適的位置，同軸激勵端口離腔體短路端λ/12左右，另一端在最低頻率點時調諧桿的頂端位置附近。通過式(1)和式(2)可知，可調濾波器如果在整個調諧范圍內保持絕對帶寬不變時，耦合環的Qe與f0成正比，外部Q值隨著調諧頻率升高而增加，因此對于寬調諧的濾波器，減小高端頻率的耦合面積或增加低端頻率的耦合面積，即直角梯形的耦合環能夠均衡頻率高低端所需的Qe值。

2.2 濾波器諧振腔級間耦合結構

2.2.1 諧振腔耦合孔分析

可調濾波器級間耦合采用孔耦合的形式，側面小孔耦合模型的歸一化電納公式[14]為：

(3)

由式(3)可知，側面小孔中既包含磁耦合又包含了電耦合，其中，M為孔的磁極化率；P為孔的電極化率；P為負值；θ為耦合孔中心到諧振腔短路面的電長度，θ=2πl/λ，l為耦合孔中心到諧振腔短路面的機械長度，λ為工作波長。

同時，歸一化電納b定義為：

(4)

式中，j=i+1，由式(3)和式(4)得到耦合電抗Xij的表達式為：

(5)

式中，Z0為同軸腔特性阻抗；ω=2πf；c=λf。

根據濾波器網絡設計理論[15]，有：

(6)

式中，諧振器電抗斜率參量表達式為：

(7)

結合式(5)～式(7)，濾波器的通帶寬度可表示為：

(8)

由式(8)可知，濾波器耦合帶寬Δf和工作頻率f0有關，也取決于耦合孔的位置θ、開孔尺寸以及開孔形狀所決定的電極化率M和磁極化率P。

2.2.2 諧振腔耦合孔仿真

微波濾波器耦合系數表達式為：

(9)

由式(2)和式(9)得出濾波器耦合帶寬和耦合系數的關系為：

(10)

可調濾波器如果在整個調諧范圍內保持絕對帶寬不變時，耦合系數Kij與f0成反比，Kij隨著頻率升高而減小。

通過Ansoft HFSS仿真軟件，建立腔體濾波器相鄰諧振腔側壁上圓形和矩形耦合孔的三維模型，并分析耦合結構中矩形耦合孔長度對濾波器耦合帶寬Δf的影響，用耦合系數法仿真計算，耦合孔與耦合帶寬Δf對比曲線如圖1所示。

圖1 圓形孔、矩形孔與耦合帶寬關系Fig.1 Coupling bandwidth at holes of different shapes

通過以上分析，只要耦合孔的中心位置在θ=36°左右，可保持中心頻率帶寬最寬，兩端頻率帶寬最窄，即耦合帶寬Δf變化最小。其中圓形耦合孔的帶寬最窄，適用于窄帶可調濾波器，其次，矩形耦合孔的帶寬最寬，在孔高一定的條件下，耦合帶寬Δf隨矩形孔開孔長度增加而增加。

為了進一步擴展可調濾波器的調諧范圍，減小帶寬變化，在單孔耦合的基礎上提出一種多孔耦合的級間耦合結構，即可在諧振腔相鄰側壁的主耦合孔的另一側增加附加耦合窗口，補償低端耦合電抗，平衡濾波器高中低頻率的耦合帶寬，耦合模型圖及仿真曲線如圖2所示。與單孔耦合相比，雙孔耦合的耦合帶寬Δf變化最小，有利于濾波器在保持低插損、高阻帶抑制度的特性下增寬頻率調諧范圍。

(a) 雙耦合孔結構模型

可調濾波器采用梯形耦合孔加附加耦合的腔間耦合結構，分別在高、中、低3個頻率點仿真，結構模型及幅頻特性曲線如圖3所示。從仿真曲線上看，濾波器帶外抑制度、插入損耗以及駐波都能滿足指標要求，各個頻點的絕對帶寬變化1 MHz左右。

圖3 可調濾波器仿真曲線Fig.3 Simulation curves of tunable filter

2.3 濾波器頻率統調設計

電調濾波器為了降低通信設備的復雜性，不能采用單腔單調的方式控制諧振腔頻率，小型化設計要求使用單個電機控制多腔濾波器。因此，在濾波器恒定帶寬設計的基礎上，需同步改變各個諧振腔中內導體的長度，以統調的方式連續改變工作頻率。

2.3.1 諧振腔頻率失諧分析

λ/4諧振同軸濾波器各腔中內導體長度與其耦合電抗的關系[15]為：

(11)

其中，第1,4諧振腔內導體或第2,3諧振腔內導體長度相等，二者長度差為：

(12)

由式(12)可知，當fmax內導體長度差等于fmin內導體長度差時，即各內導體改頻行程一致，可以視為調諧桿同步調諧，是濾波器具備統調的條件。

耦合環的外部Q值與耦合電抗關系表達式[15]為：

(13)

各諧振腔耦合系數與耦合電抗關系表達式[15]為：

(14)

通過式(13)和式(14)可以分析出，耦合電抗X01，X23不僅與工作頻率及工作帶寬有關，也與同軸腔特性阻抗Z0有關。當以fmax時各內導體長度為基點，隨著工作頻率降低長度差值越大，導致各諧振腔頻率不一致，使濾波器失諧，帶內波動增加，嚴重時惡化幅頻特性。

2.3.2 諧振腔頻率補償設計

文獻[7]提出了在濾波器第1，4腔各加入一段三角形金屬片作為低端頻率的電抗補償，以擴大濾波器調諧范圍。但由于導致濾波器統調失諧的因素較多不易計算，且在批量生產中電調雙工器的加工制造精度控制難度大，解決濾波器頻率失諧問題的更為有效的簡單方法，如圖4所示。

(a) 諧振頻率與調諧長度仿真曲線

在濾波器的第1,2諧振腔外壁上加載邊緣電容，通過依次加入調耦螺釘，可略微降低該腔在中低頻段時的諧振頻率，使濾波器各腔都諧振在同一頻率點上。同時在濾波器的2,3諧振腔中也配合1,4諧振腔的頻率加入部分調耦螺釘，通過靈活可調整的頻率補償裝置，腔體可調濾波器完成統調改頻，達到全頻段內無波動、不變的幅頻響應形狀，使得電調濾波器的調諧范圍更寬。

3 電調雙工器實現

3.1 電調雙工器組成

電調雙工器[16]采用一收兩發結構，由收、發濾波器、上變頻濾波器、傳動機構、步進電機、驅動電路以及環行器組成，組成框圖如圖5所示。其中上變頻濾波器和發濾波器由于采用了頻率補償，完全達到工作頻率及幅頻特性一致，共用一套步進電機和傳動機構。通過電調濾波器自動化測試系統[17]，分別完成收、發通道濾波器的專用程序。

3.2 結構設計

電調濾波器傳動機構使用圓形步進電機，反向折疊裝配在傳動機構的間隙中配合齒輪傳動，腔體內填充聚四氟乙烯介質縮小濾波器的長度，且腔體及傳動機構一體化共壁、共殼體、共骨架設計，減小了雙工器的寬度，提高結構集成度，使電調雙工器更為小型化，結構示意如圖6所示。

圖6 電調雙工器結構示意Fig.6 Structural diagram of electrically tunable duplexer

3.3 測試結果

UHF頻段電調雙工器在610～960 MHz全頻段內統調測試，變頻濾波器插損小于0.7 dB，雙工器插損小于1.5 dB，Δf3 dB大于19 MHz，駐波小于1.4。變頻濾波器測試曲線如圖7所示。

(a) 610 MHz

4 結束語

本文研究并提出了一種可擴展濾波器調諧范圍的耦合結構以及滿足統調的頻率補償措施，能夠解決UHF頻段電調雙工器體積大和不易調試等難點。不足之處是雙工器制造采用薄板拼焊工藝，精度難控制使帶寬略有變化，且銀焊易影響短路簧片的彈性而增加損耗，同時傳動螺桿超差引起的回差也影響到濾波器的定標數據，這些不確定因素導致個別產品調試時間加長。因此，當本文設計方法使用于L波段電調雙工器時，改進采用了直線電機和數控銑加工方式，不僅實現70%以上的頻率調諧范圍，還降低了加工難度，設計經驗可為其他頻段的電調濾波器和雙工器提供了一定的參考價值。