高升壓比Boost電路的研究與設計

張 波，丁 玥，郭靜媛，趙智軒

（蘇州市職業大學 電子信息工程學院，江蘇 蘇州 215104）

0 引 言

DC/DC變換電路是電力電子技術的四種基本變換之一，是開關電源的主體部分。Boost電路是基本的升壓型的DC/DC變換電路，輸入直流電，可得到另一大小比輸入電壓高的直流電。Boost電路廣泛應用于供電電壓低于負載所需電壓的場合下。理論上傳統的Boost電路升壓比可以很大甚至無限大，但傳統的Boost電路實際電路升壓比有限，升壓比即其輸出電壓和輸入電壓大小之比很難超過10，這在一定程度上給應用帶來不便。

1 傳統的Boost電路

DC/DC變換電路把一種直流電變換為另一大小的直流電，分為輸入與輸出隔離型和輸入與輸出非隔離型兩種[1]。兩種類型都通過半導體功率開關器件開關切換和電感電容濾來實現直流電的變換。非隔離型的DC/DC變換常見的拓樸結構有Buck電路、Boost電路、Buck-Boost電路、Cuk電路、Sepic電路和Zeta電路，其中Buck電路和Boost電路是最基本的DC/DC變換電路。隔離型的DC/DC變換電路常見的拓撲有單端正激式、單端反激式、半橋式、推挽式和全橋式等等。隔離型的DC/DC電路主電路用高頻變壓器隔離，控制電路通常用光耦器件進行隔離。隔離型的DC/DC主電路中變壓器除實現隔離外，通常還要實現變壓功能。

單從公式（2）看，占空比越接近于1，升壓比也就越高，輸出電壓甚至可為無窮大。但實際電路受電感的限制，受電路寄生參數和器件耐壓能力限制，升壓比通常不會超過10[3]。

2 高升壓比的Boost電路

用Boost電路實現高的升壓比，一種方法就是多個Boost電路進行級聯。這種方法可以實現很高的升壓比，但增加了器件數量和復雜性[4]，且電路效率等于串聯的各Boost電路的效率之積，效率偏低。顯然這種方面在一些場合不適用。另一種方法就是對傳統的Boost電路自身進行改進從面提高其升壓比。

圖2就是所設計的引入變壓器后的高升壓比的Boost電路。改進后的Boost電路用高頻自耦變壓器T替代傳統Boost電路中的電感。圖2中引腳1、引腳2和引腳3分別是高頻自耦變壓器的公共端、低壓端和高壓端。改進后的Boost電路控制方式和傳統的Boost電路一樣。開關管Q閉合時，電流從電源正極流出、經自耦變壓器公共端1、低壓端2和開關管Q，回到電源負極。此時二極管D截止，變壓器的高壓端3相當于懸空，變壓器T的低壓端2和公共端1相當于電感儲能。開關管Q斷開時，二極管導通，變壓器儲存的能量釋放。開關管Q斷開，變壓器T的低壓引腳2相當于懸空，變壓器T用高壓端3和公共端1相當于電感，輸入直流電Ui和變壓器T通過二極管D一起給負載供電。變壓器T公共端1、低壓端2在開關管Q閉合時儲能，而其高壓端3和公共端1在開關管Q斷開時釋放能量，這和反激式電路的變壓器有些類似。

設計的高升壓比的Boost電路其輸入和輸出關系推導如下。電路穩態時一個工作周期內，自耦變壓器T鐵芯磁通增加的量ΔΦ1與其磁通的減小量ΔΦ2大小相等，不考慮符號，兩種情況下磁通變化量都記作ΔΦ。設自耦變壓器T高壓端3與公共端1之間線圈匝數為n1，變壓器T高壓端3與公共端1之間的電壓大小為U1，變壓器T低壓端2與公共端1之間線圈匝數為n2，變壓器T低壓端2與公共端1之間的電壓大小為U2，則變壓器變比為：

開關管閉合導通時，自耦變壓器T低壓側即低壓端2與公共端1之間的電壓U2：

開關管截止斷開時，已知自耦變壓器T高壓側即高壓端3與公共端1之間的電壓U1等于輸出電壓Uo與輸入電壓Ui之差，也恒定，所以有：

綜合式（4）和式（5），可得：

由式（6）可得：所設計的一種高升壓比的Boost電路輸出電壓與輸入電壓之間關系，即升壓比為：

3 SiC器件

電力電子技術實現電能變換都是依靠電力電子器件開關切換完成，電力電子器件是電力電子技術的基礎和核心之一，電力電子器件的發展會推動電力電子技術的發展。目前DC/DC變換、逆變和變頻中可控型器件在小功率場合下大都選用MOSFET，中大功率場合下都選用IGBT，GTR應用得越來越少了。現有電力電子變換所用器件無論MOSFET還是IGBT，二極管，大都是Si材料器件。Si材料半導體器件經過多年發展，其性能已經接近理論極限。價電子所在能帶與自由電子所在能帶之間的間隙稱為禁帶或帶隙。寬禁帶半導體材料是指禁帶寬度在2.3 eV及以上的半導體材料。硅材料的禁帶寬度為1.12 eV。寬禁帶電力電子器件能夠提供更高的工作頻、更低的損耗、更好的散熱以及更高的耐壓特性，被稱作新一代（第三代）電力電子器件。寬禁帶半導體器件是當下研究的熱點，很多半導體企業都爭先恐后地研發的和推廣寬禁帶半導體器件。

在SiC的各類晶何類型中，4H-SiC鍵能高，在外界條件影響下不容易發生相變，是目前應用較多的晶體類型[5]。同時，4H-SiC有較高的電子遷移率，電流密度較高，常被用作功率器件。相較于Si材料器件，SiC臨界場強高，能夠承受較高的電壓，若相同的耐壓，SiC材料芯片尺寸可以做得更小一些，因此其導通電阻可以更小。SiC材料的本征溫度可達800℃，熱導率是Si材料的2倍以上。因此SiC器件適宜用在高壓高溫場合下。SiC飽和電子漂移速度是Si材料的2倍，意味著SiC材料有著更高的工作頻率。目前，市場上的SiC材料功率器件主要有MOS管和二極管兩類。耐壓1 700 V的SiC MOS器件已經推向市場幾年了，而Si材料MOS管最高耐壓目前只有1 000 V左右。SiC MOS管工作頻可達200 kHz，甚至數MHz[6]。SiC模塊的開關損耗比IGBT模塊少很多，這說明SiC模塊取代IGBT模塊，工作在IGBT不擅長的高頻場合下時不僅能工作頻率很提高很多，同樣條件下開關損耗也會下降不少。SiC材料的SBD二極管可實現更高的耐壓，市場化的SiC SBD反向耐壓已達1 700 V以上。SiC很大程上突破了Si材料SBD二極管耐壓限制，擴大了SBD的應用范圍。SiC SBD替代Si材料FRD，可以工作在更高的頻率，更高的溫度下，且反向恢復電流會小很多，反向峰值電流幾乎不存在，開關損耗得到降低。

設計的高升壓比的Boost電路，輸出電壓可能會比較高。當輸出電壓高于600 V時功率管開關管MOS管和二極管都選用SiC器件，其優勢會比較明。全都用SiC器件，電路效率會有所提高 ，且可使系統工作在較高的頻率下，比如200 kHz以上。同樣的功率時，工作頻越高，濾波電感電容體積重量會也就可以更高。但頻率越高，開關損耗也就越大，在實際應用時要根據需求取舍。全選用SiC功率半導體器件，系統散熱設計會更簡單些，散熱器件可輕小不少。

選SiC材料MOS管時，電路的控制方式和Si材料功率半導體器件的相同，但驅動方式必須要和SiC材料的MOS管相匹配，通常不能照搬Si材料MOS管的驅動電路，否則SiC MOS的很多優勢就發揮不出來。MOS管工作在可調電阻區時，同樣條件下，驅動電壓越高，其等效電阻越小，因此MOS管閉合導通時要驅動電壓要盡可能高。SiC MOS需要的允許的最高驅動電壓通常比Si材料MOS管高不少，因此設計的驅動電壓也高不少。同時，為了讓SiC快速可靠地關斷，很多SiC MOS關斷時要加負壓。SiC MOS處在導通或關斷的穩壓時所需的驅動功率非常小，但其在開關過程中仍需要一定的驅動功率。

4 結 論

用高頻變壓器替代電感，在傳統的Boost電路基礎上得到了一種高升壓比的Boost電路，其輸出電壓可達輸入電壓的30倍以上。采用SiC器件后，電路的體積更小、重量更輕、效率更高，整體性能得到不小的提升。