基于廣義加擾的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻抗干擾能力增強(qiáng)方法

石 榮

(電子信息控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610036)

0 引言

直接序列擴(kuò)頻技術(shù)在當(dāng)前的通信導(dǎo)航抗干擾工程中獲得了十分廣泛的應(yīng)用[1-2]，通過(guò)對(duì)信號(hào)頻譜帶寬的擴(kuò)展，不僅從整體上降低了頻域功率譜密度，也使其具備了抵抗頻域窄帶干擾的能力[3-4]。在許多公開發(fā)布的通信標(biāo)準(zhǔn)中都有直接序列擴(kuò)頻通信的應(yīng)用示例，包括各種地面移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)和衛(wèi)星通信標(biāo)準(zhǔn)等[5-6]。特別是在DVB-RCS標(biāo)準(zhǔn)中，為應(yīng)對(duì)移動(dòng)衛(wèi)星通信終端所遭受的各種衰落與自然環(huán)境干擾，針對(duì)移動(dòng)衛(wèi)星通信應(yīng)用發(fā)布了兩種擴(kuò)頻方式：一種是傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻；另一種是基于時(shí)域壓縮后多重復(fù)制的擴(kuò)頻[6]。前一種擴(kuò)頻方式已被大家所熟知，而且被大量文獻(xiàn)討論與研究[7-9]，但是對(duì)于后一種擴(kuò)頻方式的特性研究卻很少。

鑒于上述情況，本文在對(duì)傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻與基于時(shí)域壓縮后多重復(fù)制的擴(kuò)頻這兩種方式的特性簡(jiǎn)要對(duì)比之上，指出時(shí)域壓縮擴(kuò)頻不僅具有傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻抵抗頻域窄帶干擾的突出能力，還具有抵抗時(shí)域脈沖干擾能力較強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)該擴(kuò)頻方式工程實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)潔、擴(kuò)頻增益控制靈活，為基于自適應(yīng)擴(kuò)頻傳輸?shù)恼J(rèn)知無(wú)線通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供了新的技術(shù)途徑。盡管該擴(kuò)頻方式有上述優(yōu)勢(shì)，但也存在抗周期性重復(fù)干擾能力較弱的缺陷。針對(duì)這一問(wèn)題，通過(guò)對(duì)DVB-RCS標(biāo)準(zhǔn)中原有的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻處理后擴(kuò)頻信號(hào)頻譜特征的分析，指出多重復(fù)制產(chǎn)生的周期性帶來(lái)的頻域柵欄化譜線是造成其抗干擾能力下降的主要原因，提出了通過(guò)碼片級(jí)廣義加擾的改進(jìn)方法，消除了加擾后擴(kuò)頻信號(hào)的離散柵欄化線譜，使其頻域頻譜更加均勻，極大地提升了其抗周期性干擾的能力，并通過(guò)復(fù)制次數(shù)的調(diào)節(jié)進(jìn)行擴(kuò)頻增益的準(zhǔn)確控制，實(shí)現(xiàn)了通信傳輸中有效性與可靠性之間的良好平衡。

1 傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻及抗干擾特性

不失一般性，下面在數(shù)字復(fù)基帶條件下進(jìn)行討論，其分析結(jié)論可自然推廣至載波傳輸情形。各種基帶信號(hào)用離散采樣形式表示，以擴(kuò)頻碼片速率Rfc作為采樣率，一個(gè)擴(kuò)頻碼片對(duì)應(yīng)一個(gè)采樣點(diǎn)，復(fù)值廣義隨機(jī)直擴(kuò)序列記為cf(n)，n=1,2,…,Nf；Nf表示序列長(zhǎng)度，且|cf(n)|=1，該序列的頻譜帶寬為Bcf；數(shù)據(jù)符號(hào)序列記為d(m)，m=1,2,…,Md，一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)有Nf個(gè)采樣點(diǎn)，數(shù)據(jù)符號(hào)序列的頻譜帶寬為Bd，且有下式成立：

Bcf=Bd·Nf。

(1)

由式(1)可知，Nf也對(duì)應(yīng)了擴(kuò)頻之后的信號(hào)相對(duì)于原信號(hào)而言，其頻譜帶寬擴(kuò)展的倍數(shù)。于是傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)通信的發(fā)射端生成的基帶擴(kuò)頻信號(hào)S1(k)，k=1,2,…,Md·Nf，如下：

(2)

式中，「·?表示向上取整函數(shù)，mod(a,b)為a對(duì)b的求模函數(shù)。經(jīng)過(guò)擴(kuò)頻的信號(hào)S1(k)在接收端同步后與共軛的擴(kuò)頻序列相乘，即可實(shí)現(xiàn)信號(hào)的解擴(kuò)，得到數(shù)據(jù)序列如下：

(3)

圖1 解擴(kuò)前后各信號(hào)的頻譜帶寬的變化Fig.1 Spectrum bandwidth change of the signals before and after de-spreading

圖1下部還展示了另一種直擴(kuò)信號(hào)抗干擾接收處理方法，即使用帶阻濾波器將窄帶干擾信號(hào)所占據(jù)的頻譜直接濾除，然后利用式(3)進(jìn)行解擴(kuò)，恢復(fù)原有數(shù)據(jù)序列的信息[10]。

由上可見，傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)具有較強(qiáng)的抵抗頻域窄帶干擾的能力，但是對(duì)于時(shí)域脈沖干擾，特別是干擾脈沖的頻域帶寬與擴(kuò)頻帶寬相近時(shí)，解擴(kuò)過(guò)程中對(duì)干擾信號(hào)的頻譜密度擴(kuò)展程度不明顯，導(dǎo)致其抗干擾能力降低，這也是傳統(tǒng)直擴(kuò)信號(hào)的一個(gè)不足。

2 時(shí)域壓縮擴(kuò)頻及抗干擾特性

時(shí)域壓縮擴(kuò)頻是DVB-RCS衛(wèi)星通信標(biāo)準(zhǔn)中給出的另一種擴(kuò)頻方式。仍然采用前面的預(yù)設(shè)條件，在傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻的數(shù)據(jù)符號(hào)序列d(m)中每一個(gè)符號(hào)有Nf個(gè)采樣點(diǎn)，其頻譜帶寬為Bd。如果將數(shù)據(jù)符號(hào)序列在時(shí)域上進(jìn)行壓縮，壓縮之后按照一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的時(shí)間只持續(xù)一個(gè)采樣點(diǎn)時(shí)，產(chǎn)生新的數(shù)據(jù)序列記為dnew(m)，其頻譜帶寬為Bnew。按照傅里葉變換的性質(zhì)可知，在時(shí)域壓縮后，信號(hào)的頻域頻譜就會(huì)對(duì)應(yīng)擴(kuò)展，且有下式成立：

Bnew=Bd·Nf。

(4)

由此可見，通過(guò)在時(shí)域上壓縮Nf倍，直接使得壓縮之后的信號(hào)頻帶擴(kuò)展了Nf倍。與傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻中的式(1)對(duì)比可見：

Bnew=Bcf。

(5)

由式(5)可知，通過(guò)時(shí)域壓縮同樣達(dá)到了展寬原始信號(hào)帶寬的擴(kuò)頻效果。顯然上述時(shí)域壓縮之后的整個(gè)數(shù)據(jù)序列時(shí)間長(zhǎng)度僅有Md個(gè)采樣點(diǎn)，為了保持與原信號(hào)相同的持續(xù)時(shí)間，采用多重復(fù)制方法進(jìn)行時(shí)域擴(kuò)展，在重復(fù)復(fù)制Nf次之后，最終生成擴(kuò)頻信號(hào)S2(γ)，γ=1,2,…,Md·Nf，表示如下：

S2(γ)=dnew(mod(γ-1,Md)+1)。

(6)

通過(guò)時(shí)域壓縮多重復(fù)制后的擴(kuò)頻信號(hào)S2(γ)與傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻生成的信號(hào)S1(k)具有相同的持續(xù)時(shí)間和相同的信號(hào)帶寬。

在接收端同步之后對(duì)S2(γ)進(jìn)行解擴(kuò)時(shí)，首先對(duì)Md·Nf個(gè)采樣點(diǎn)按照數(shù)據(jù)符號(hào)出現(xiàn)的先后次序進(jìn)行重排，然后以原有數(shù)據(jù)符號(hào)序列所占帶寬Bd作為窄帶濾波帶寬進(jìn)行濾波，即可恢復(fù)原始的數(shù)據(jù)符號(hào)序列：

d(m)=Flp[S2(Md·n+m)|按序號(hào)n重排]，

(7)

式中，F(xiàn)lp[·]表示低通濾波函數(shù)。在上述解擴(kuò)過(guò)程中，信號(hào)的頻譜寬度由Bnew重新縮小為Bd。如果S2(γ)遭受時(shí)域脈沖干擾，一方面可直接按照式(7)進(jìn)行解擴(kuò)，使得脈沖干擾信號(hào)被分割散布，再經(jīng)過(guò)低通濾波后大幅度降低干擾能量，從而提高了信干比；另一方面也可以通過(guò)時(shí)域脈沖檢測(cè)，定位出干擾脈沖所在時(shí)段，將干擾時(shí)段的信號(hào)幅值直接置零來(lái)消除脈沖干擾信號(hào)，再按式(7)進(jìn)行重排后實(shí)施帶寬為Bd的濾波操作，也可恢復(fù)出數(shù)據(jù)序列，這一過(guò)程如圖2所示。

圖2 抗脈沖干擾中解擴(kuò)前后時(shí)域信號(hào)的變化Fig.2 Signal change in time domain before and after de-spreading in anti pulse jamming

由上可見，時(shí)域壓縮多重復(fù)制擴(kuò)頻利用解擴(kuò)時(shí)的時(shí)域重排可將受到脈沖干擾的影響時(shí)段分散到信號(hào)的整個(gè)持續(xù)時(shí)長(zhǎng)范圍內(nèi)，從而減輕了脈沖干擾對(duì)少數(shù)復(fù)制樣本的影響，提高了整體抗干擾性能。

盡管時(shí)域壓縮擴(kuò)頻具有較強(qiáng)的抵抗脈沖干擾能力，但如果干擾方利用其周期性信號(hào)復(fù)制的特點(diǎn)，將干擾信號(hào)也按照同一周期實(shí)施復(fù)制，則會(huì)使得干擾信號(hào)的頻譜與時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜高度重疊，而且通過(guò)解擴(kuò)過(guò)程中的時(shí)域采樣點(diǎn)重排也無(wú)法消除干擾信號(hào)，即時(shí)域壓縮擴(kuò)頻對(duì)具有同周期復(fù)制特性的連續(xù)波干擾抵抗能力較弱。

3 通過(guò)廣義加擾提升抗干擾能力

如前所述，時(shí)域壓縮多重復(fù)制信號(hào)S2(γ)是通過(guò)對(duì)同一個(gè)壓縮信號(hào)樣本的多次復(fù)制生成的，根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì)可知：信號(hào)在時(shí)域的周期性復(fù)制使其頻域頻譜出現(xiàn)離散的柵欄化線譜，如圖3上部所示。而具有相同重復(fù)周期的干擾信號(hào)在頻域中也呈現(xiàn)出相同的柵欄化線譜。在接收端干擾信號(hào)與通信信號(hào)的線譜發(fā)生重疊時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生干擾效果，而且重疊度越大，干擾效果就越強(qiáng)烈。

圖3 周期性復(fù)制造成頻域中柵欄化線譜效應(yīng)Fig.3 Periodic duplication causes palisade line spectrum effect in frequency domain

為了消除時(shí)域壓縮多重復(fù)制擴(kuò)頻信號(hào)在頻域出現(xiàn)的柵欄化線譜特征，增強(qiáng)其抵抗同周期干擾的能力，提出對(duì)時(shí)域壓縮多重復(fù)制信號(hào)S2(γ)進(jìn)行碼片級(jí)廣義加擾處理，擾碼序列設(shè)置為模值為1的復(fù)值隨機(jī)序列cs(γ)，γ=1,2,…,Md·Nf，且|cs(γ)|=1，該信號(hào)的相位在[0,2π)范圍均勻分布。碼片級(jí)加擾之后生成的信號(hào)S3(γ)如下：

S3(γ)=S2(γ)·cs(γ)。

(8)

顯然，加擾之后的信號(hào)不再具有周期性，其頻譜將變化為如圖3下部所示，這一頻譜形狀與圖1中的傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜形狀完全一樣。接收端在接收到信號(hào)S3(γ)之后進(jìn)行如下的同步解擾處理即可恢復(fù)信號(hào)S2(γ)：

(9)

如果在接收端遭受同周期的干擾信號(hào)攻擊，按照式(9)的解擾操作，需要接收的通信信號(hào)將恢復(fù)至圖3所示的線譜狀態(tài)；而周期性的干擾信號(hào)將會(huì)由于二次加擾效應(yīng)，頻譜會(huì)從線譜擴(kuò)展成平坦連續(xù)譜，且局部的頻譜密度將會(huì)降低。這樣一來(lái)，通信信號(hào)的頻譜與干擾信號(hào)的頻譜將得到極大的區(qū)分。另一方面，還可以在實(shí)施進(jìn)一步的重排解擴(kuò)之前，將接收到的信號(hào)由時(shí)域變換至頻域。由圖3可知，保留通信信號(hào)的柵欄化線譜，而將線譜之間的頻譜位置通過(guò)置零操作抵消干擾信號(hào)所帶來(lái)的影響。在對(duì)通信信號(hào)的柵欄化線譜之外的頻譜置零之后，將處理后的信號(hào)變換回時(shí)域；然后再按照第2節(jié)中所述的時(shí)域壓縮多重復(fù)制信號(hào)的解擴(kuò)流程進(jìn)行處理，即可恢復(fù)出原有的數(shù)據(jù)序列。

此處需要補(bǔ)充說(shuō)明的是：如果在接收端同時(shí)遭受了脈沖干擾與連續(xù)性干擾這兩種干擾信號(hào)，抗干擾的策略有兩種：第一種是定位出脈沖干擾所在時(shí)段，將這一受干擾時(shí)段的信號(hào)置零后去除，然后再進(jìn)行解擾解擴(kuò)；第二種是直接進(jìn)行解擾解擴(kuò)。第一種方法適合于脈沖干擾能量較大時(shí)的情形；第二種方法適合于脈沖干擾能量較小時(shí)的情形。在實(shí)際應(yīng)用中也可以分別采用兩種方法，通過(guò)后續(xù)處理結(jié)果的對(duì)比來(lái)進(jìn)行選擇。

4 通過(guò)重復(fù)次數(shù)的調(diào)節(jié)控制擴(kuò)頻增益

在前述時(shí)域壓縮多重復(fù)制擴(kuò)頻通信的應(yīng)用中，原始信號(hào)在時(shí)間軸上壓縮之后進(jìn)行復(fù)制的次數(shù)是一個(gè)確定值，即等于傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻中一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)所包含的擴(kuò)頻碼片的個(gè)數(shù)Nf。這一方式使得時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)與傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)具有相同的持續(xù)時(shí)間、頻譜帶寬、信息傳輸速率和擴(kuò)頻增益。

實(shí)際上第一次時(shí)域壓縮之后的信號(hào)帶寬已經(jīng)與傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)帶寬一致，后續(xù)在時(shí)域中重復(fù)復(fù)制的次數(shù)可以根據(jù)外界干擾信號(hào)出現(xiàn)的情況來(lái)靈活調(diào)節(jié)。設(shè)復(fù)制的次數(shù)為Nrep，則新信號(hào)在持續(xù)時(shí)間內(nèi)的采樣點(diǎn)個(gè)數(shù)Nnew為：

Nnew=Md·Nrep。

(10)

由此可見，新信號(hào)的擴(kuò)頻增益與其復(fù)制次數(shù)Nrep完全相等可以通過(guò)調(diào)節(jié)復(fù)制次數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)時(shí)域壓縮擴(kuò)頻增益的靈活控制。

從本質(zhì)上講，時(shí)域壓縮擴(kuò)頻的擴(kuò)頻碼速率與傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻是相同的，不同的是數(shù)據(jù)符號(hào)的傳輸速率，后者的數(shù)據(jù)符號(hào)速率Rf是一個(gè)固定值，但前者通過(guò)重復(fù)次數(shù)控制使得數(shù)據(jù)符號(hào)Rt的速率靈活可調(diào)，Rf與Rt之間的關(guān)系如下：

Rt·Nrep=Rf·Nf。

(11)

由式(11)可知：當(dāng)重復(fù)次數(shù)Nrep=Nf時(shí)，時(shí)域壓縮擴(kuò)頻的數(shù)據(jù)符號(hào)速率與原信號(hào)相同，即Rt=Rf；當(dāng)NrepRf；當(dāng)Nrep>Nf時(shí)，Rt

這樣的好處在于：通信雙方可以根據(jù)當(dāng)前電磁環(huán)境中干擾信號(hào)的強(qiáng)弱來(lái)靈活控制擴(kuò)頻增益的大小，從而達(dá)到自適應(yīng)抗干擾通信傳輸?shù)哪康摹．?dāng)外界的干擾信號(hào)很強(qiáng)，信道傳輸條件惡劣時(shí)，可通過(guò)降低數(shù)據(jù)符號(hào)傳輸速率，增加時(shí)域壓縮后的重復(fù)復(fù)制次數(shù)來(lái)提升其擴(kuò)頻增益，增強(qiáng)抗干擾能力；當(dāng)外界的干擾信號(hào)很弱，信道傳輸條件較好時(shí)，可以增加數(shù)據(jù)符號(hào)傳輸速率，減少時(shí)域壓縮后的重復(fù)復(fù)制次數(shù)。雖然此時(shí)抗干擾能力下降，但外界的干擾本身就不強(qiáng)，所以仍可實(shí)現(xiàn)更高速率的通信傳輸。綜上所述，這一方式最終達(dá)到了通信系統(tǒng)有效性與可靠性這兩類指標(biāo)之間的良好平衡。

5 仿真驗(yàn)證

仿真條件：采樣率為200 MHz，通信發(fā)射端傳輸一段5 ms時(shí)長(zhǎng)的QPSK基帶信號(hào)，數(shù)據(jù)符號(hào)速率為20 ksps，其信號(hào)頻譜如圖4所示。

圖4 時(shí)域壓縮前5 ms信號(hào)的頻譜圖Fig.4 Signal spectrum before time dowmain compression

依上述方法，將該信號(hào)在時(shí)間軸上壓縮1 000倍后時(shí)長(zhǎng)變?yōu)? μs，其符號(hào)速率提高了1 000倍，變?yōu)?0 Msps。時(shí)域壓縮之后的信號(hào)頻譜如圖5所示。對(duì)比圖4與圖5可見，時(shí)域壓縮除了造成信號(hào)帶寬擴(kuò)展之外，在頻譜形狀上幾乎沒(méi)有大的改變。

圖5 時(shí)域壓縮前后信號(hào)的頻譜圖Fig.5 Signal spectrum after time domain compression

將壓縮信號(hào)重復(fù)復(fù)制1 000次得到時(shí)長(zhǎng)5 ms的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)，其信號(hào)頻譜及其局部放大如圖6所示。由圖6可知，周期性復(fù)制使得頻域上出現(xiàn)線譜特征，各條離散譜線之間間隔20 kHz。仿真結(jié)果與前述理論分析結(jié)果是完全一致的。

圖6 時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜圖Fig.6 Spectrum of the time domain compressed spread spectrum signal

如果圖6所示的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)遭受頻域窄帶干擾，按照前文所述的抗干擾處理方法，在頻域?qū)⒄瓗Ц蓴_所占據(jù)的頻譜位置通過(guò)帶阻濾波器濾除，其頻譜如圖7所示。由圖7可知，頻譜中有一段約1.6 MHz的空白頻段，這就是濾除干擾之后遺留的頻譜空洞。

圖7 濾除窄帶干擾之后的時(shí)域壓縮信號(hào)的頻譜圖Fig.7 Spectrum of the time domain compressed spread spectrum signal after filtering narrow band jamming

對(duì)濾除頻域窄帶干擾后的信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)，并解調(diào)，所得到的星座圖如圖8所示(星座圖坐標(biāo)按電壓?jiǎn)挝粯?biāo)注，以下同)。由圖8可見，雖然星座點(diǎn)的凝聚性有所降低，但仍然可以實(shí)現(xiàn)正確解調(diào)，所以與傳統(tǒng)的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)一樣，時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)具有較強(qiáng)的抵抗頻域窄帶干擾的能力。

圖8 濾除窄帶干擾后信號(hào)解擴(kuò)解調(diào)的星座圖Fig.8 Constellation for de-spreading and demodulation of the signal after filtering narrow band jamming

如果對(duì)上述時(shí)長(zhǎng)為5 ms的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)施加時(shí)長(zhǎng)為0.5 ms的時(shí)域脈沖干擾，按照前文所述的抗干擾處理方法，將受脈沖干擾的時(shí)段去掉之后實(shí)施解擴(kuò)，并進(jìn)行解調(diào)，所得到的星座圖如圖9(a)所示。為了進(jìn)行對(duì)比，將具有同樣擴(kuò)頻處理增益的傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)遭受同樣強(qiáng)度的時(shí)域脈沖干擾后，解擴(kuò)解調(diào)的星座圖展現(xiàn)如圖9(b)所示，圖中明顯可觀察到10個(gè)散亂的星座點(diǎn)，這與前面0.5 ms的時(shí)域脈沖干擾時(shí)段是直接對(duì)應(yīng)的。由這兩項(xiàng)對(duì)比性仿真可見：時(shí)域壓縮擴(kuò)頻相對(duì)于傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻具有更強(qiáng)的抵抗時(shí)域脈沖干擾的性能。

圖9 時(shí)域壓縮擴(kuò)頻與傳統(tǒng)直擴(kuò)抗脈沖干擾性能對(duì)比Fig.9 Anti pulse jamming performance comparison between time domain compressed spread spectrum and traditional DSSS

如果對(duì)上述時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)實(shí)施同周期的寬帶干擾，干信比約為10 dB，疊加干擾后的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜如圖10所示。

圖10 遭受周期性寬帶干擾的信號(hào)的頻譜圖Fig.10 Signal spectrum under periodic wide band jamming

如圖10可見，干擾信號(hào)頻譜與時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)頻譜幾乎完全重疊，在此條件下解擴(kuò)并解調(diào)之后的信號(hào)星座圖如圖11所示。由圖11可見，星座圖完全處于散亂狀態(tài)，無(wú)法恢復(fù)原有的調(diào)制信息。

圖11 遭受周期性寬帶干擾后信號(hào)解擴(kuò)解調(diào)的星座圖Fig.11 Constellation for de-spreading and demodulation of the signal under periodic wide band jamming

為了提升時(shí)域壓縮擴(kuò)頻抗周期性干擾的性能，按照前文所述方法，在時(shí)域壓縮多重復(fù)制之后進(jìn)行廣義加擾處理，加擾后的擴(kuò)頻信號(hào)頻譜如圖12所示。對(duì)比圖12與圖6可知，在加擾之后消除了原有擴(kuò)頻信號(hào)因周期性復(fù)制而產(chǎn)生的柵欄化線譜，使得頻譜分布更加均勻，這與理論分析得到的圖3是一致的。

圖12 廣義加擾后時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜圖Fig.12 Spectrum of the time domain compressed spread spectrum signal after general scrambling

如果加擾后時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)遭受同周期的寬帶干擾，在此條件下接收端對(duì)混有干擾的信號(hào)實(shí)施解擾，解擾之后的信號(hào)頻譜及其局部放大如圖13所示。由圖可知，解擾處理又部分恢復(fù)了原有時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)所特有的線譜特征。對(duì)解擾之后的信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)并解調(diào)，恢復(fù)的星座圖如圖14所示。由圖14可知，星座圖的凝聚性較好，可獲得無(wú)誤碼的調(diào)制符號(hào)序列。

圖13 遭受周期性寬帶干擾、解擾后的時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的頻譜圖Fig.13 Spectrum of de-scrambled time domain compressed spread spectrum signal under periodic wide band jamming

圖14 遭受周期性寬帶干擾并解擾解擴(kuò)解調(diào)的星座圖Fig.14 Constellation for de-scrambling,de-spreading and demodulation of signals under periodic wide band jamming

圖14顯示的星座圖凝聚性較好，這同時(shí)說(shuō)明擴(kuò)頻增益較高。如前所述，時(shí)域壓縮擴(kuò)頻的擴(kuò)頻增益可以通過(guò)對(duì)壓縮之后信號(hào)復(fù)制次數(shù)來(lái)調(diào)節(jié)，圖14所對(duì)應(yīng)信號(hào)的重復(fù)次數(shù)為1 000次，擴(kuò)頻增益高達(dá)30 dB。如果將重復(fù)次數(shù)減小為10次，則擴(kuò)頻增益也同時(shí)降低為10 dB，此時(shí)解擾解擴(kuò)解調(diào)之后的星座圖如圖15所示。由圖15可見，在干信比10 dB，擴(kuò)頻增益同樣為10 dB的條件下，干擾仍然有效。

圖15 10次重復(fù)復(fù)制情況下解擾解擴(kuò)解調(diào)的星座圖Fig.15 Constellation forde-scrambling,de-spreading and demodulation of the signal after duplication of 10 times

為了既消除干擾，又保持適當(dāng)?shù)闹貜?fù)次數(shù)，選取擴(kuò)頻增益為23 dB，對(duì)應(yīng)重復(fù)次數(shù)為200次，此時(shí)解擾解擴(kuò)解調(diào)之后的星座圖如圖16所示。由圖16可見，盡管星座圖凝聚性一般，但是還可以分辨出QPSK的4個(gè)象限，確保了解調(diào)判決的正確性。

圖16 200次重復(fù)復(fù)制情況下解擾解擴(kuò)解調(diào)的星座圖Fig.16 Constellation forde-scrambling,de-spreading and demodulation of the signal after duplication of 200 times

圖14中的擴(kuò)頻增益為30 dB，時(shí)長(zhǎng)5 ms，信息符號(hào)傳輸速率為20 ksps，傳輸無(wú)誤碼；圖15中的擴(kuò)頻增益為10 dB，時(shí)長(zhǎng)50 μs，信息符號(hào)傳輸速率為2 Msps，誤碼率很高；圖16中的擴(kuò)頻增益為23 dB，時(shí)長(zhǎng)1 ms，信息符號(hào)傳輸速率為100 ksps，同樣傳輸無(wú)誤碼。由以上對(duì)比可知：時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)可以通過(guò)重復(fù)次數(shù)的合理選取來(lái)控制擴(kuò)頻增益，從而達(dá)到抗干擾性能與信息傳輸速率之間的合理平衡。

6 結(jié)束語(yǔ)

時(shí)域壓縮擴(kuò)頻相對(duì)于傳統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻來(lái)講，其優(yōu)勢(shì)主要體現(xiàn)為：不僅具有較強(qiáng)的抵抗時(shí)域脈沖干擾的能力，而且擴(kuò)頻增益控制靈活，是未來(lái)智能化抗干擾通信系統(tǒng)構(gòu)建的重要通信傳輸方式之一。進(jìn)一步增強(qiáng)時(shí)域壓縮擴(kuò)頻的抗干擾能力，將有利于該通信方式的工程推廣應(yīng)用。本文針對(duì)時(shí)域壓縮擴(kuò)頻抗同周期寬帶干擾能力不足的問(wèn)題，提出了通過(guò)廣義加擾來(lái)消除其原有周期性產(chǎn)生的頻域離散柵欄化線譜特征，以進(jìn)一步提升其抗周期性干擾的性能。通過(guò)對(duì)時(shí)域壓縮后信號(hào)復(fù)制次數(shù)的準(zhǔn)確控制實(shí)現(xiàn)了對(duì)擴(kuò)頻增益的靈活調(diào)節(jié)，達(dá)到了信息傳輸速率與抗干擾能力之間的有效平衡，為自適應(yīng)抗干擾通信傳輸提供了新的技術(shù)途徑。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了前述理論分析的正確性與有效性，從而為時(shí)域壓縮擴(kuò)頻信號(hào)的抗干擾性能提升和工程優(yōu)化應(yīng)用提供了重要參考。