一種降低SiC MMC諧波含量的控制策略優化方法

許繼電源有限公司 劉向立 甘江華 蔡思淇 劉天強

分析模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）的拓撲結構和工作原理，比較采用最近電平逼近調制（nearest level modulation，NLM）時Si和SiC功率器件的使用對電路輸出電壓波形的影響。由于SiC MMC的電路輸出電壓諧波含量高于Si MMC電路，對SiC MMC提出一種新的調制策略來減小其諧波含量，即最近電平逼近調制與脈沖寬度調制（pulse width modulation，PWM）相結合的混合調制策略。通過電路仿真驗證該混合調制策略的有效性。

為滿足柔性直流輸電工程逐漸增大的電壓等級與容量要求，需使用器件性能更優良的電力電子器件和更合適的換流器拓撲結構與控制策略。

第三代半導體材料是開關器件研究的重點，與傳統材料如Si、GaAs相比，SiC半導體材料在各個方面都有很大的優勢：工作的最高溫度更高、耐壓能力更強、開關頻率更高。在克服了SiC器件工藝和制造方面的技術難點后，研究SiC器件已成為必然的趨勢。2016年Cree公司制造的10～15 kVSiC MOSFET和15 kVSiC IGBT代表著當時SiC功率器件最高的技術水平，新型SiC功率器件的研發在換流器中具有重要作用，有效提高了電壓等級與容量，降低了電路損耗與工作溫度。

模塊化多電平換流器在降低開關頻率、降低器件參數要求、降低損耗、提高波形質量、增強解決故障的能力、提高模塊靈活性等方面具有很明顯的優勢。隨著開關器件的發展，在輸出電平數很多時，相較于較早出現的載波移相脈寬調制（CPS-SPWM），最近電平逼近調制更具優勢，更便于控制，也能大幅度降低系統的損耗。但在相同電壓等級下，電平數減少時階梯波的逼近效果變差，諧波含量增多，需要對其控制方式進行優化。將NLM與PWM控制相結合，在NLM調制的階梯波基礎上額外增加子模塊進行高頻的PWM調制，兩者疊加成新的信號控制開關器件的通斷，可有效保證輸出電壓波形質量。

1 MMC的工作原理

1.1 MMC的拓撲結構

如圖1所示為三相模塊化多電平換流器的主電路拓撲圖。

圖1中，兩端分別為三相交流端和直流端，O為零電位參考點，每一個橋臂串聯N個子模塊和一個電抗器，可以對橋臂電流進行濾波處理，將階梯波轉換為正弦波，在一定程度上還能抑制相間環流，降低橋臂上沖擊電流對電路的影響。

1.2 子模塊工作原理

MMC的子模塊主要有半橋及全橋兩種拓撲結構，如圖2所示。

以半橋子模塊為例進行分析，s、m兩個端口分別與上下級子模塊串聯。根據器件的通斷可將半橋子模塊的工作狀態分為3種：

（1）投入狀態：驅動信號控制VT1導通，VT2關斷，VD2處于關斷狀態。輸出電壓uc。

（2）驅動信號控制VT1關斷，VT2導通，VD1處于關斷狀態。子模塊輸出電壓為0。

（3）閉鎖狀態：驅動信號控制VT1和VT2都關斷。MMC正常工作時不會出現此情況。

圖1 MMC的基本拓撲結構

圖2 半橋子模塊和全橋子模塊的拓撲結構

1.3 三相MMC的工作原理

對于三相MMC電路，僅考慮各橋臂子模塊的作用，忽略電抗器的濾波作用，在正常運行時要滿足：

式中uap、uan、ubp、ubn、ucp、ucn分別為a、b、c三相上下橋臂電壓，Udc為直流母線電壓。

若MMC中a相上下橋臂各有N個子模塊（N通常為偶數），輸出交流電壓最多有N+1個電平。上下橋臂投入子模塊數量滿足：

式中nap、nan分別為a相上下橋臂投入子模塊數。

MMC交流輸出電壓Uj與直流電壓Udc的關系還能用調制比m表示：

2 混合調制策略

因MMC常用于高壓大容量環境，串聯子模塊數很多，常采用最近電平逼近的調制方法。圖3為進行NLM控制的算法示意圖。

圖3 NLM控制方式

圖3中uref為橋臂電壓參考波，Uc為子模塊中電容器電壓的平均值，通過該算法可得到呈階梯變化的橋臂電壓。因同相中上下橋臂電壓互補，可得如圖4所示單相輸出交流電壓變化情況。

圖4 NLM調制的交流輸出電壓

圖4中，Udc為直流電壓，uj為交流輸出電壓，uj*(t)為j(j=a，b，c)相調制波，θ1、θ2、···、θi分別為第i個電平階躍的電角度。

t=0時，上下橋臂各投入N/2個子模塊，交流輸出電壓uj=0。uj*(t)隨時間變化從0開始增大時，上橋臂逐漸切除子模塊，下橋臂逐漸投入子模塊，保持一相投入總數不變。

上下橋臂投入的子模塊數可分別表示為：

圖5 NLM+PWM控制方式

式（4）、（5）中，round(x)表示取離x最近的整數。njp和njn的取值在[0，N]范圍內。

由圖4可知NLM調制輸出的電壓電平數越少，對正弦波的擬合程度越差，諧波含量越高。MMC電路中，由于SiC器件耐壓能力比Si器件高，在相同電壓等級下SiC MMC輸出階梯波的電平數會大幅度降低，諧波含量增多。為解決此問題，可在NLM調制的基礎上結合PWM控制進行混合調制，圖5為混合調制策略的計算方法。

將MMC調制波與階梯波相減得到的波形作為新的參考波與PWM載波比較，得到一組圖6所示脈寬受參考波控制的波形UPWM，該橋臂中受NLM控制處于投入狀態的子模塊工作狀態不變，在處于切除狀態的子模塊中選擇一個子模塊受到信號UPWM的控制，使得該子模塊在PWM的控制下在一個階梯時間內進行多次投切。

圖6 PWM調制輸出控制信號

圖7 NLM+PWM調制輸出波形

PWM控制的子模塊輸出電壓與階梯波相疊加便可得到如圖7所示單個橋臂中NLM+PWM混合調制的波形。

進行PWM調制的子模塊開關頻率遠大于受NLM調制控制的子模塊。與調制波相比，疊加了PWM控制的后的輸出電壓波形更加接近調制波的形狀，階梯波與調制波存在差值的部分用脈沖寬度不同的方波代替，經過濾波器的作用，波形的總諧波畸變率大大減小，即可得到一個足夠理想的正弦波形。

圖8 Si器件，NLM調制的橋臂電壓

圖9 SiC器件，NLM調制的橋臂電壓

3 實驗結果

使用simulink對MMC的調制策略進行仿真。仿真分以下三種情況：

（1）使用Si IGBT和NLM調制。

（2）使用SiC IGBT和NLM調制。

（3）使用SiC IGBT和NLM+PWM調制。

仿真參數：直流電壓設為160kV，交流輸出電壓為128kV，基波頻率為50Hz，調制比為0.8。Si IGBT器件耐壓為3.3 kV，SiC IGBT器件耐壓為15kV。Si MMC中每個子模塊電容電壓設為1.6kV；SiC MMC中每個子模塊電容電壓設為7.5kV。

因單相中兩橋臂電壓互補，可用橋臂電壓濾波后波形的諧波含量代表輸出電壓諧波含量。

三種情形下仿真結果如圖8-圖10所示。

圖10 SiC器件，NLM+PWM調制的橋臂電壓

使用SiC IGBT和NLM+PWM調制時諧波含量不僅取決于電平數，還取決于三角載波頻率，如表1所示。

表1 THD與三角載波頻率的關系

由以上仿真結果可得以下結論：

（1）由圖8圖9可知，在NLM調制策略下，Si MMC橋臂電壓有101個電平，濾波后諧波含量為0.25%，SiC MMC橋臂電壓有18個電平，濾波后諧波含量為2.7%。使用SiC器件的電路輸出電壓諧波含量明顯增大，波形質量差。

（2）由圖9圖10可知，對于SiC MMC電路，在NLM+PWM調制策略下，經濾波后橋臂輸出電壓波形質量明顯提升，THD減小，混合調制策略在減小SiC MMC諧波含量方面有明顯優勢。

（3）由圖8圖10和表1可知，PWM的三角載波頻率對THD影響較大，載波頻率越大，輸出電壓諧波含量越小。當疊加的三角載波頻率為40kHz時，THD=0.22%，與使用Si器件的MMC的THD近似。

結論：本文具體分析了MMC的基本工作原理，在MMC控制技術的優化中，主要研究了不同器件或不同控制方式對電壓諧波含量的影響。在仿真時研究對象是橋臂電壓，橋臂電壓諧波含量便可代表交流輸出電壓諧波含量，系統設定電壓不變，對比使用器件不同和NLM調制優化前后電壓波形的THD，結合典型案例中試驗所得結果，可明顯看出調制方式優化后波形THD下降，說明SiC MMC的優化控制策略在提高波形質量方面有很大優勢。由于換成SiC器件后MMC中使用的器件總數會大幅度減少，換流器的體積和制作成本也會相應的減小。