基于輔助充電支路的模塊化多電平變換器結(jié)構(gòu)高頻納秒脈沖發(fā)生器

米 彥 陳嘉誠 許 寧 戴錦炎

基于輔助充電支路的模塊化多電平變換器結(jié)構(gòu)高頻納秒脈沖發(fā)生器

米 彥 陳嘉誠 許 寧 戴錦炎

（輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點實驗室（重慶大學） 重慶 400044）

高頻納秒脈沖串治療腫瘤已逐漸成為一種新的醫(yī)療手段，但發(fā)生器輸出高頻脈沖串時的開關(guān)損耗問題還有待進一步研究。因此該文提出一種基于輔助充電支路的模塊化多電平變換器（MMC）拓撲。在MMC模塊的一個MOSFET處并聯(lián)二極管和電阻，為電容提供充電回路，消除充電電流對開關(guān)的導通損耗，提高脈沖發(fā)生器的穩(wěn)定性。首先，對該文提出的拓撲結(jié)構(gòu)進行原理介紹；其次，計算硬件參數(shù)并利用Pspice對拓撲結(jié)構(gòu)進行仿真驗證；最后，研制一臺五級模塊化的輸出裝置并進行性能測試。連續(xù)輸出模式下：前沿20ns，后沿30ns，幅值為4kV；脈沖串輸出模式下：最高串內(nèi)頻率1MHz的脈寬100～500ns、幅值0～4kV可調(diào)的納秒脈沖串。開關(guān)溫升測試表明，在該文測試條件下，RD-MMC相比于MMC的尾切開關(guān)溫升減少約30%；同時，利用細胞溶液作為負載，測試電壓電流波形穩(wěn)定。該文研制的脈沖發(fā)生器為進一步研究高頻納秒脈沖串在生物領(lǐng)域的應用奠定了基礎(chǔ)。

輔助充電支路 模塊化多電平變換器 導通損耗 納秒脈沖串 發(fā)生器

0 引言

在生物醫(yī)療領(lǐng)域，脈沖電場治療腫瘤技術(shù)已經(jīng)成為了新的研究熱點[1-6]。高頻納秒脈沖串因可以有效減少治療時引起的肌肉收縮和輕微灼傷疼痛等問題[7-13]，引起了學者們的關(guān)注。但是在研究的過程中發(fā)現(xiàn)，隨著脈沖頻率的增加，脈沖發(fā)生器中的開關(guān)損耗也不斷增加，影響開關(guān)的正常工作，使發(fā)生器的輸出穩(wěn)定性降低。為此還有待進一步提高發(fā)生器輸出高頻納秒脈沖串時的穩(wěn)定性。

隨著固態(tài)開關(guān)技術(shù)的不斷發(fā)展，將其與脈沖功率技術(shù)相結(jié)合產(chǎn)生高壓脈沖。因此可以利用半導體固態(tài)開關(guān)的可控性、高頻化和長壽命等優(yōu)勢來產(chǎn)生高頻脈沖[14-15]。目前產(chǎn)生高頻納秒脈沖串的主要電路拓撲形式有兩種：一種是Marx電路拓撲結(jié)構(gòu)[16]，L. M. Redondo等利用Marx結(jié)構(gòu)研制了一臺脈沖發(fā)生器，通過靈活控制開關(guān)導通時序?qū)崿F(xiàn)脈沖串的輸出；王曉雨等同樣利用Marx結(jié)構(gòu)并結(jié)合橋式電路設計了一套高重頻納秒脈沖源[17]，在脈沖間隔內(nèi)通過改變開關(guān)時序增加了充電時間，減少了脈沖串輸出下的平頂降落。但是對于Marx結(jié)構(gòu)而言，在多級疊加輸出情況下普遍存在效率低的缺點。另一種是多開關(guān)串聯(lián)結(jié)構(gòu)[18-19]，高壓電源直接向電容充電，放電時使用多開關(guān)串聯(lián)承受高壓。由于在給電容充電時是通過高壓直流電源直接給電容充電，所以其電壓的提升僅由直流電源的輸出能力決定，限制了電壓的升高。同時在放電的過程中由于開關(guān)的直接串聯(lián)會導致均壓不平衡問題的出現(xiàn)，所以需要設計合適的均壓電路和緩沖電路來平衡開關(guān)上的電壓。相比較而言，Marx電路有著電壓疊加的效果，并且不需要考慮開關(guān)均壓問題。然而除了多級疊加輸出放電效率較低外，在給電容充電的過程中固態(tài)開關(guān)也參與其中，如果開關(guān)遭遇誤觸發(fā)，則會使電容不能正常充電，降低了發(fā)生器的穩(wěn)定性；同時也應考慮開關(guān)的耐受能力[20]，即在輸出高頻脈沖串的情況下，充電時對開關(guān)的損耗也應被考慮在內(nèi)，盡可能避免開關(guān)損耗過大。

現(xiàn)如今，由于模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC）的高效率、高度模塊化和高冗余度，有部分學者開始將其應用于脈沖功率領(lǐng)域，但大多都用于產(chǎn)生微秒脈沖，且現(xiàn)有的充電方式還有些不足[21-24]：串聯(lián)充電時需要考慮充電電壓的大小；順序充電增加了控制復雜性和效率；變壓器隔離充電則需要設計整流、多個逆變電路以及昂貴的納米晶磁心材料。考慮到Marx拓撲結(jié)構(gòu)多級情況下的效率以及充電時的開關(guān)損耗問題，本文提出一種基于輔助充電支路的MMC高頻納秒脈沖發(fā)生器。在高頻納秒脈沖串下充電時無需開關(guān)動作，減輕了部分開關(guān)的工作損耗，提高發(fā)生器的穩(wěn)定性。此外，由于脈沖的邊沿對于細胞的影響也較大[25]，所以設計了尾切開關(guān)，提高脈沖的陡度。

本文研制的脈沖發(fā)生器設計參數(shù)如下：輸出上升沿20ns，下降沿30ns，串內(nèi)頻率最高1MHz的脈寬0～500ns可調(diào)，幅值0～4kV可調(diào)的高頻納秒脈沖串。同時通過開關(guān)溫升測試以及細胞負載測試表明，該發(fā)生器可以有效地消除充電電流對開關(guān)的損耗，并且在細胞負載下穩(wěn)定工作。

1 脈沖發(fā)生器原理

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

圖1為增加輔助充電支路的MMC拓撲。該模塊包括一個電容、兩個固態(tài)MOSFET開關(guān)（放電和尾切開關(guān)）、一個二極管以及一個電阻。通過控制兩個開關(guān)的導通時序來實現(xiàn)電壓的輸出。

圖1 帶RD支路的MMC拓撲

式中，1、2分別為開關(guān)管S1、S2的觸發(fā)脈沖。

由式（1）可知，當開關(guān)S1導通，S2截止時，輸出端兩端電壓為i；當開關(guān)S1截止，S2導通時，輸出端兩端電壓為0。RD支路主要是為電容充電提供路徑，同時也能夠保護開關(guān)S2，起到均壓作用。

圖2為基于輔助充電支路的模塊化裝置拓撲結(jié)構(gòu)。整個裝置的拓撲結(jié)構(gòu)包括一個直流高壓電源、個充電電阻、個級聯(lián)放電子模塊以及一個負載電阻。每個放電子模塊中的電容均由高壓電源直接通過充電電阻進行充電至DC，充電時不需要開關(guān)動作，減少了充電時對開關(guān)的損耗。通過控制開關(guān)時序使各模塊電容串聯(lián)放電，在負載電阻上產(chǎn)生DC電壓。

圖2 基于輔助充電支路的模塊化裝置拓撲結(jié)構(gòu)

1.2 工作原理

1.2.1 充電模式

充電過程示意圖如圖3所示。從圖3可以看出，各級電容通過充電電阻和輔助支路充至DC。充電時的電流不經(jīng)過開關(guān)S11～S1n，即在整個充電過程中無需開關(guān)動作。

1.2.2 放電模式

放電過程示意圖如圖4所示。當開關(guān)S11～S1n導通時，各級儲能電容1～C串聯(lián)放電。個串聯(lián)的電容在負載電阻上輸出高壓脈沖為

式中，UDC為單個儲能電容上電壓。

圖4 放電過程示意圖

1.2.3 尾切模式

在實際的硬件制作當中，雜散參數(shù)是不可避免的。正是由于雜散參數(shù)的存在會使得脈沖的后沿緩慢，有時候ns脈沖就會拖尾至ms。往往這種情況對于高頻脈沖串形式的放電不利，較長的拖尾會限制脈沖頻率的上限。所以在尾切模式中通過導通尾切開關(guān)S21～S2n使脈沖的后沿盡可能地快，在一定程度上減少了雜散參數(shù)對于放電波形的影響，尾切過程示意圖如圖5所示。

整個工作過程的開關(guān)控制信號及輸出波形如圖6所示。在短時間內(nèi)控制開關(guān)重復工作以產(chǎn)生脈沖串。放電開關(guān)S11～S1n導通產(chǎn)生單極性的脈沖，隨后尾切開關(guān)S21～S2n導通實現(xiàn)脈沖的陡后沿。在放電和尾切開關(guān)之間設置一個死區(qū)時間約為20ns。可以看到，在此控制時序下產(chǎn)生的脈沖波形為串的形式，每兩個串間的頻率為串外頻率，一般為1Hz。將串內(nèi)沿時間軸放大觀察可以看到有多個方波脈沖。

圖5 尾切過程示意圖

圖6 開關(guān)控制信號及輸出波形

1.3 MMC和RD-MMC充電過程比較

不加和加輔助充電支路的尾切開關(guān)控制信號如圖7所示。圖7中，①表示不加輔助充電支路情況下（MMC）的尾切開關(guān)控制信號，其中粗實線表示導通狀態(tài)。可以看到，在大部分時間內(nèi)開關(guān)都處于導通狀態(tài)。本文提到的加輔助充電支路情況下（RD- MMC）的尾切開關(guān)控制信號如圖7中②所示，只有在尾切模式下尾切開關(guān)才會導通，這樣就會減少開關(guān)的導通損耗。圖8為固態(tài)開關(guān)的損耗組成[26]，主要包括開斷損耗和導通損耗。開斷損耗由開關(guān)導通和關(guān)斷的時候產(chǎn)生，導通損耗為開關(guān)導通時在導通電阻上產(chǎn)生的焦耳熱。

圖7 不加和加輔助充電支路的尾切開關(guān)控制信號

圖8 固態(tài)開關(guān)損耗組成

通過減少開關(guān)的導通時間從而減少導通損耗，這一點在產(chǎn)生高頻脈沖串電壓時尤為重要，因為產(chǎn)生脈沖串時對開關(guān)的應力較大，容易造成開關(guān)的溫升問題，所以多余的損耗需要盡可能地減少，保障開關(guān)能夠穩(wěn)定工作。

2 脈沖發(fā)生器設計

2.1 硬件設計

本文設計的裝置輸出脈沖串電壓為4kV，所以設計了五級模塊化的高壓納秒脈沖發(fā)生器。每級的電容充電電壓為800V。直流電源為天津東文公司的DW-P102-1500AC17型號高壓直流電源，該電源輸出電壓最大1kV，電流最大1.5A，功率為1 500W并有過電流保護功能。

固態(tài)開關(guān)選擇CREE公司的C3M0075120K型MOSFET。該開關(guān)的導通和關(guān)斷速度極快，并且耐壓和通流性能良好。MOSFET參數(shù)見表1。

表1 MOSFET參數(shù)

Tab.1 The parameter of MOSFET

測試負載電阻選用陜西秦陽電阻有限公司生產(chǎn)的200W無感電阻。基于此對儲能電容進行參數(shù)計算。儲能電容的主要指標為電容值和耐壓值，其耐壓值應該不小于開關(guān)兩端的耐壓值。其電容值[27]計算為

二極管選擇IXYS公司的DSEI60-12A快恢復二極管。考慮到利用電阻進行隔離充電，為了保證隔離效果，選用充電電阻的阻值約為負載電阻的10倍，即2 000W。充電電阻的功率表示為

2.2 仿真驗證

利用Pspice軟件對提出的拓撲結(jié)構(gòu)工作原理進行仿真驗證。搭建了五級電路，仿真電路如圖9所示。圖中，使用理想開關(guān)代替實際的MOSFET開關(guān)，開關(guān)的各個參數(shù)設定盡量與實際相符，同時使用脈沖源代替FPGA產(chǎn)生的觸發(fā)信號。

仿真波形如圖10所示。將直流電源的電壓設定為800V，通過調(diào)節(jié)仿真中的脈沖源觸發(fā)信號來產(chǎn)生高頻納秒脈沖串，如圖10a所示。可以看到，該仿真電路能夠產(chǎn)生串內(nèi)頻率為1MHz，脈寬為500ns，串內(nèi)100個脈沖的脈沖串，并且電壓降不明顯。為了使觀察更清楚，對其中的一部分進行了放大處理，如圖10b所示。可以更清楚地看到，相鄰脈沖之間的間隔為1ms，并且有著較陡的前后沿。

3 脈沖發(fā)生器性能測試

3.1 連續(xù)脈沖測試

完成主要硬件的基本設計和選型后，制作了如圖11所示的主電路實物。每個模塊包含一個電容、兩個MOSFET開關(guān)和輔助充電支路。各模塊連接在一個基板上面。MOSFET開關(guān)觸發(fā)信號由FPGA產(chǎn)生，經(jīng)光電轉(zhuǎn)換模塊和光纖傳輸，控制電路如圖12所示。

圖9 仿真電路

圖10 仿真波形

圖11 主電路實物

對制作的脈沖發(fā)生裝置進行了性能測試。示波器選用力科公司的具有350MHz帶寬和10G/s采樣率的HDO6034A型號示波器。高壓探頭選擇力科公司的PPE5kV型探頭。在測試連續(xù)脈沖輸出模式時，測試負載為200W無感電阻。

高壓直流電源輸入800V，測得的負載兩端電壓波形，單個脈沖波形如圖13所示。脈沖整體呈現(xiàn)為方波，在脈沖前后沿處都會有輕微振蕩。這是由于放電回路中的雜散參數(shù)造成的，振蕩幅度在輸出電壓允許范圍內(nèi)。

圖13 單個脈沖波形

觀察輸出脈沖的上升沿和下降沿，其波形分別如圖14和圖15所示。圖14為上升沿波形，大約為20ns。理想情況下該數(shù)值應該與開關(guān)的上升時間參數(shù)一致，但是由于實際電路中雜散參數(shù)的影響，使得該數(shù)值會變大一些。圖15為下降沿波形，觀察大約為30ns。相比較上升沿而言，雜散參數(shù)對于下降沿的影響更大一些。在沒有尾切開關(guān)作用的情況下，此影響會更大。

圖14 上升沿波形

圖15 下降沿波形

3.2 脈沖串測試

為了測試裝置在脈沖串模式下的輸出性能，首先測試其在不同充電電壓下的脈沖串輸出波形，脈寬設為500ns，串內(nèi)頻率設為1MHz，個數(shù)為100個。為了更好地觀察輸出性能，選取了其中的部分波形進行說明。不同充電電壓下的脈沖串波形如圖16所示。從圖16中可以看到，在3.8～5.8ms內(nèi)有兩個500ns方波脈沖，脈沖之間相隔1ms。當充電電壓從0～800V以200V為一個梯度變化時，輸出電壓從0～4kV變化。可以看到，在1kV的上升沿振蕩幅度比較大，隨著電壓的升高相應振蕩減小。這是因為隨著電壓的增加，開關(guān)中漏源電容會隨之變小，振蕩也會減小。

圖16 不同充電電壓下的脈沖串波形

圖17是測試了裝置輸出不同脈寬情況下的脈沖串輸出波形。同樣，在一個測試窗口內(nèi)有兩個間隔1ms的脈沖，即串內(nèi)頻率1MHz。分別將觸發(fā)信號的脈寬從100ns調(diào)到500ns，可以看到，隨著脈寬的變化，輸出波形較為穩(wěn)定。

圖17 不同脈寬下的脈沖串波形

同時測試了在充電電壓800V、脈寬500ns、100個脈沖下的輸出波形。脈沖串輸出模式下的整體和局部脈沖波形如圖18所示，串外頻率為1Hz，可以看到在10s內(nèi)有10個脈沖串，并將其中的一個脈沖串放大進行觀察，可以看到有100個脈沖，并且電壓無明顯降落，則可以說明該裝置可以穩(wěn)定地輸出高頻納秒脈沖串。

3.3 開關(guān)損耗—溫升測試

根據(jù)提到的開關(guān)損耗的問題，研究了在高頻納秒脈沖串模式下改變充電路徑對開關(guān)的影響。通過觀察尾切MOSFET管附近的溫度變化，從而間接反映開關(guān)上的損耗。功耗與溫度變化關(guān)系為

測試脈沖為4kV、500ns、1MHz、200個的納秒脈沖串，在實現(xiàn)尾切的前提下分別測試了3次有、無輔助充電支路時的某一尾切開關(guān)上的溫度并取溫度變化平均值。利用基恩士紅外測溫儀FT-H10C測試，測試時間為10min，每30s記錄一次溫度。得到有、無輔助充電支路下尾切開關(guān)的溫度變化曲線如圖19所示。圖中，縱坐標為溫度變化相對值。可以看到，兩種情況下的開關(guān)溫度變化有一些差異，在10min時溫度差可達到約3.7℃。相比于無輔助充電支路的開關(guān)溫升，有輔助充電支路下10min內(nèi)開關(guān)溫升減小約30%。當然，對于不同的脈沖作用時間以及充電電流，溫度差異也會相應的變化。如果延長發(fā)生器工作時間并且充電電流增大，則會觀察到更明顯的溫度差異。

圖19 有、無輔助充電支路下尾切開關(guān)的溫度變化曲線

3.4 細胞負載測試

通過相應的硬件測試后，將以細胞溶液為負載進行性能測試，檢驗該裝置是否能夠應用在細胞實驗。圖20為待測試的細胞負載，將少量的細胞和緩沖液放置在電擊杯中，將其插放在帶有電極的底座上，細胞溶液的阻抗大概為60W。將其并聯(lián)在200W無感負載兩端，觀察細胞負載上的電壓和電流信號。

圖20 細胞負載

細胞負載兩端的電壓電流測試波形如圖21所示。測試時，輸出1MHz、300ns、3kV、100個納秒脈沖以脈沖串的形式作用于電擊杯上，可以看到脈沖電流大約為50A。同時由于細胞溶液是阻容性的負載，則會減輕上升沿的振蕩效果并且增加上升/下降沿的時間。但由于尾切的作用，使得細胞負載的容性阻抗對下降沿的影響不太明顯。整體來說，該裝置能夠穩(wěn)定應用于以細胞溶液為負載的實驗中。

圖21 細胞溶液負載兩端的電流電壓波形

4 結(jié)論

在本文中，結(jié)合固態(tài)開關(guān)技術(shù)以及脈沖功率技術(shù)，研制了一臺具有快邊沿的高頻納秒脈沖裝置。得出如下結(jié)論：

1）結(jié)合MMC的模塊化、高效率及高冗余度優(yōu)勢，通過在模塊內(nèi)添加一條輔助充電支路，使得充電過程無需開關(guān)的動作，消除充電時充電電流對開關(guān)的損耗，增加了MOSFET開關(guān)在高頻脈沖串下的穩(wěn)定性。

2）在充電電壓為800V下，本文的脈沖發(fā)生器的輸出脈沖參數(shù)如下：連續(xù)輸出模式下，輸出前沿20ns，后沿30ns，幅值4kV的脈沖；脈沖串輸出模式下，串內(nèi)最大頻率為1MHz，脈寬可以在100～500ns內(nèi)調(diào)節(jié)，幅值可以在0～4kV可調(diào)。對尾切開關(guān)進行溫度測試，在本研究的測試條件下，加輔助充電支路（RD-MMC）的尾切開關(guān)溫升比不加輔助充電支路（MMC）的少約30%。

3）通過利用細胞溶液作為負載測試，驗證了該發(fā)生器可以穩(wěn)定用于生物細胞實驗，具有一定的應用價值。

綜上所述，該發(fā)生器采用模塊化的設計，結(jié)構(gòu)緊湊簡單，對電路的設計可以靈活調(diào)節(jié)，還可應用于等離子體、食品加工、水處理等其他研究領(lǐng)域。

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High Frequency Nanosecond Pulse Generator Based on Modular Multilevel Converter Structure with Auxiliary Charging Branch

（State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China）

High-frequency nanosecond pulse trains have gradually developed into a new medical treatment for tumors, but the problem of switching loss when the generator outputs high-frequency pulses trains needs further study. Therefore, this paper proposes a new generator topology based on the modular multilevel converter (MMC) structure with auxiliary charging branch. A diode and a resistor are connected in parallel at a MOSFET of MMC to provide a charging circuit for the capacitor and eliminate the conduction loss of the switch caused by the charging current, thereby improving the stability of the pulse generator. First, the principle of the topology proposed in this paper was introduced. Second, hardware parameters were calculated and Pspice was used to simulate and verify the topology. Finally, a 5-level modular output device was developed and tested. In continuous output mode, the rising time is 20ns, the falling time is 30ns, and the amplitude is 4kV. In pulse train output mode, the pulse width of a pulse train is 100～500ns, the highest frequency is 1MHz, and the amplitude is 0～4kV. The test shows that the RD-MMC can reduce the temperature rise of the tail-cut switch by about 30% compared with MMC under the test conditions. Moreover, using the cell solution as a load, the voltage and current waveforms are stable. The pulse generator developed in this paper lays a foundation for further study on the application of high-frequency nanosecond pulse trains in the biological field.

Auxiliary charging branch, modular multilevel converter (MMC), conduction loss, nanosecond pulse train, generator

TM832

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201110

國家自然科學基金（51477022）和重慶市科委自然科學基金（cstc2016jcyjA0500）資助項目。

2020-08-30

2020-09-25

米 彥 男，1978年生，教授，博士生導師，研究方向為高電壓新技術(shù)。E-mail: miyan@cqu.edu.cn（通信作者）

陳嘉誠 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為脈沖功率技術(shù)及其應用。E-mail: 1002144696@qq.com

（編輯 陳 誠）