基于自抗擾和負(fù)載功率前饋的高速磁懸浮系統(tǒng)PWM整流器控制策略

朱進(jìn)權(quán) 葛瓊璇 王曉新 孫鵬琨 張 波

基于自抗擾和負(fù)載功率前饋的高速磁懸浮系統(tǒng)PWM整流器控制策略

朱進(jìn)權(quán)1,2葛瓊璇1王曉新1孫鵬琨1,2張 波1

（1. 中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（中國(guó)科學(xué)院電工研究所） 北京 100190 2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 北京 100049）

高速磁懸浮列車采用長(zhǎng)定子直線同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)，在運(yùn)行過(guò)程中采用分段供電的方式，當(dāng)磁懸浮列車從一個(gè)定子段過(guò)渡到另一個(gè)定子段時(shí)，列車一側(cè)的定子會(huì)經(jīng)歷電流降為零再增大的換步過(guò)程。對(duì)于高速磁懸浮系統(tǒng)中三相PWM整流器而言，負(fù)載在換步過(guò)程中變化劇烈，對(duì)直流側(cè)輸出電壓產(chǎn)生了嚴(yán)重的影響。為了抑制負(fù)載擾動(dòng)對(duì)直流側(cè)電壓的影響，提出一種結(jié)合自抗擾和負(fù)載功率前饋的電壓、電流雙閉環(huán)控制策略。通過(guò)硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該策略對(duì)負(fù)載變化具有較強(qiáng)的魯棒性，降低了定子段換步過(guò)程中的直流母線電壓波動(dòng)，提高了PWM整流器的抗負(fù)載擾動(dòng)能力和系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。

高速磁懸浮列車 PWM整流器 換步 負(fù)載功率前饋 自抗擾控制

0 引言

“十三五”國(guó)家科技創(chuàng)新規(guī)劃提出要加強(qiáng)高速（600km/h）磁懸浮的關(guān)鍵技術(shù)與裝備研發(fā)，三相PWM整流器具有功率因數(shù)可控、能量雙向流動(dòng)、輸入電流諧波含量低等優(yōu)點(diǎn)，在交流傳動(dòng)領(lǐng)域取得了廣泛的應(yīng)用[1-3]，高速磁懸浮系統(tǒng)也采用三相PWM整流器。高速磁懸浮列車的牽引變流器系統(tǒng)框圖如圖1所示，容量為24MV·A，由輸入變壓器、整流器、斬波器、逆變器和輸出變壓器構(gòu)成[4]。為滿足高速磁懸浮列車運(yùn)行要求，采用了兩套背靠背三電平有源中點(diǎn)鉗位（Active Neutral-Point-Clamped, ANPC）變流器共用直流母線的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸入變壓器由兩臺(tái)Yy和Yd11的變壓器并聯(lián)，降低輸入電流諧波；逆變器輸出有兩種輸出模式，即直接模式（Direct Mode, DM）和變壓器模式（Transformer Mode, TM）。牽引變流器把35kV公共電網(wǎng)的電能經(jīng)輸入降壓變壓器變成3 000V的交流電，整流器將此交流電變換成5 000V的直流電，逆變器則將直流電逆變成所需頻率和幅值的電壓，并通過(guò)饋電電纜向長(zhǎng)定子直線電機(jī)供電。

圖1 磁懸浮列車牽引變流器系統(tǒng)框圖

與傳統(tǒng)的交流傳動(dòng)不同，高速磁懸浮列車采用長(zhǎng)定子直線同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)，磁懸浮列車運(yùn)行過(guò)程中采用分段供電的方式，當(dāng)磁懸浮列車從一個(gè)定子段過(guò)渡到另一個(gè)定子段時(shí)，列車一側(cè)的定子會(huì)經(jīng)歷電流降為零再增大的換步過(guò)程[5]。對(duì)于高速磁懸浮系統(tǒng)中三相電壓型PWM整流器而言，負(fù)載在換步過(guò)程中變化劇烈，對(duì)直流側(cè)輸出電壓產(chǎn)生了嚴(yán)重的影響，引起較大的母線電壓超調(diào)，不僅影響磁懸浮列車的穩(wěn)定運(yùn)行，而且還會(huì)對(duì)高速磁懸浮系統(tǒng)中的功率開(kāi)關(guān)器件的安全造成威脅。因此如何抑制換步過(guò)程中的直流母線電壓波動(dòng)成為亟待解決的問(wèn)題。從目前所查閱的文獻(xiàn)看，PWM整流器主要有電壓、電流雙閉環(huán)的矢量控制（Vector Control, VC）、直接功率控制（Direct Power Control, DPC）以及基于現(xiàn)代控制理論的一些新控制策略。

電壓型PWM整流器多采用電壓、電流雙閉環(huán)的矢量控制策略[6]，傳統(tǒng)的基于PI的控制策略，由于交流側(cè)電感存在差異，前饋解耦效果不好，此外電壓外環(huán)的非線性也使得PI控制器的性能受到限制，在負(fù)載突變時(shí)會(huì)導(dǎo)致母線電壓超調(diào)[7]。針對(duì)母線電壓受負(fù)載擾動(dòng)影響大的問(wèn)題，文獻(xiàn)[8-10]采用直流側(cè)電容儲(chǔ)能作為外環(huán)，并將負(fù)載功率估計(jì)后進(jìn)行前饋的控制策略。文獻(xiàn)[11]采用直流側(cè)電容電壓二次方作為控制變量，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)時(shí)直流母線電壓二次方與電流有功分量的線性關(guān)系。文獻(xiàn)[12]根據(jù)負(fù)載擾動(dòng)瞬間的功率關(guān)系，把補(bǔ)償電流與負(fù)載電流一起作為有功電流的補(bǔ)償進(jìn)行前饋控制。上述文獻(xiàn)在一定程度上改善了負(fù)載變化時(shí)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，但均采用了傳統(tǒng)的PI控制，因控制器參數(shù)是在穩(wěn)態(tài)下設(shè)計(jì)的，動(dòng)態(tài)變化過(guò)程中效果不佳。

直接功率控制是另一種常用的PWM整流器控制策略[13-17]，能夠直接實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)有功和無(wú)功功率的控制，控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、靈活，響應(yīng)速度快。但該策略對(duì)有功和無(wú)功功率的控制精度較差，而且諧波電流依賴直流側(cè)電壓大小，分布在很寬的頻帶范圍內(nèi)，不利于設(shè)計(jì)單一的濾波器實(shí)現(xiàn)濾波作用。

自抗擾控制器（Active Disturbance Rejection Control, ADRC）是一種對(duì)系統(tǒng)內(nèi)擾和外擾魯棒的控制器，不依賴數(shù)學(xué)模型[18]。文獻(xiàn)[19-21]提出了基于自抗擾的PWM整流器控制策略，通過(guò)擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（Extended State Observer, ESO），對(duì)PWM整流器內(nèi)部的擾動(dòng)以及負(fù)載變化引起的外部擾動(dòng)進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償，改善了系統(tǒng)控制性能，在抵抗電網(wǎng)電壓擾動(dòng)和負(fù)載擾動(dòng)方面具有優(yōu)越性。但對(duì)高速磁懸浮系統(tǒng)中MW級(jí)三相電壓型PWM整流器而言，負(fù)載在換步過(guò)程中變化劇烈，上述基于自抗擾的控制策略僅僅通過(guò)ESO進(jìn)行觀測(cè)存在滯后以及帶寬受限的問(wèn)題，無(wú)法及時(shí)觀測(cè)出擾動(dòng)并進(jìn)行補(bǔ)償，容易導(dǎo)致母線電壓出現(xiàn)較大超調(diào)和引起過(guò)大的沖擊電流。

本文針對(duì)高速磁懸浮系統(tǒng)中PWM整流器換步過(guò)程中母線波動(dòng)大的問(wèn)題，提出一種基于自抗擾的PWM整流器控制策略，并對(duì)傳統(tǒng)自抗擾控制策略進(jìn)行改進(jìn)，根據(jù)負(fù)載擾動(dòng)瞬間的功率關(guān)系，把負(fù)載功率進(jìn)行前饋控制，提高了響應(yīng)速度，降低了母線電壓波動(dòng)，最后通過(guò)基于RT-LAB的高速磁懸浮半實(shí)物系統(tǒng)硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提算法的正確性。

1 三電平PWM整流器數(shù)學(xué)模型

高速磁懸浮系統(tǒng)為了提高供電的可靠性以及降低輸入電流諧波，采用兩臺(tái)PWM整流器經(jīng)兩臺(tái)Yy和Yd11輸入變壓器并聯(lián)的方式。為保證網(wǎng)側(cè)電壓和電流單位功率因數(shù)運(yùn)行，Yd11變壓器所連接的PWM整流器用于坐標(biāo)變換的角度，需要在網(wǎng)側(cè)電網(wǎng)鎖相角的基礎(chǔ)上增加30°，除此之外兩臺(tái)整流器控制策略基本一致，因此下面的分析均以單臺(tái)PWM整流器為例。三電平有源中點(diǎn)鉗位PWM整流器拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2 三電平有源中點(diǎn)鉗位PWM整流器拓?fù)?/p>

圖2中，a、b、c為電網(wǎng)電壓；a、b、c為整流器輸入電流；s為網(wǎng)側(cè)等效電感；為內(nèi)阻，通常較小；1、2為兩個(gè)直流母線電容，容值相等為/2；dc為直流母線電壓；dc為直流母線電流；L為負(fù)載電流；L為負(fù)載電阻。

采用基爾霍夫電壓、電流定律，通過(guò)坐標(biāo)變換可以建立三電平PWM整流器在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的狀態(tài)空間方程為

式中，d、q分別為d、q坐標(biāo)下的網(wǎng)側(cè)電壓；d、q分別為d、q坐標(biāo)下的整流器輸入電流；d、q分別為d、q坐標(biāo)下的整流器交流側(cè)電壓；L為負(fù)載功率；D為整流器損耗功率，包括濾波電感和器件損耗。

從式（1）可以看出，由于耦合項(xiàng)的存在，dq軸電流存在耦合，通常采用前饋解耦的策略來(lái)消除。采用PI調(diào)節(jié)器作為電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的控制器，可以得到

三電平整流器電壓、電流雙閉環(huán)控制策略的控制框圖如圖3所示。

圖3 基于PI的三相PWM整流器控制框圖

從式（2）可以看出，采用前饋解耦的策略需要準(zhǔn)確的交流側(cè)電感，而交流側(cè)電感估計(jì)值與實(shí)際值存在差異，導(dǎo)致解耦不準(zhǔn)確，此外電壓外環(huán)的非線性也使得PI控制器的性能受到限制。

2 基于自抗擾的PWM整流器控制策略

2.1 自抗擾控制原理

經(jīng)典的一階自抗擾控制原理如圖4所示[22]，包括跟蹤微分器（Tracking Differentiator, TD）、擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器、非線性狀態(tài)誤差反饋控制律（Nonlinear State Error Feedback, NLSEF）。圖中，為給定信號(hào)，1為安排過(guò)渡過(guò)程后的給定信號(hào)，1、2分別為輸出和總擾動(dòng)的觀測(cè)值，0為估算控制增益，0為控制器輸出，為擾動(dòng)補(bǔ)償后的輸入。

圖4 自抗擾控制原理

自抗擾控制的原理：首先通過(guò)TD依據(jù)被控對(duì)象的特性，安排合適的過(guò)渡過(guò)程，快速跟蹤輸入信號(hào)，并獲得廣義微分信號(hào)；然后通過(guò)ESO實(shí)時(shí)估計(jì)系統(tǒng)的狀態(tài)信息以及總擾動(dòng)信息，并對(duì)擾動(dòng)進(jìn)行前饋補(bǔ)償；最后通過(guò)NLSEF用狀態(tài)反饋規(guī)律把非線性系統(tǒng)變成積分串聯(lián)型線性系統(tǒng)。ADRC通過(guò)引入ESO對(duì)總擾動(dòng)進(jìn)行實(shí)時(shí)觀測(cè)和補(bǔ)償，不依賴對(duì)象的具體數(shù)學(xué)模型，在改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能、魯棒性等方面都有顯著的效果。通過(guò)選擇不同的TD、ESO、NLSEF函數(shù)，可以得到多種類型的自抗擾控制器。

從圖4可以看出，經(jīng)典的自抗擾控制器需要改變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，文獻(xiàn)[23]提出了基于誤差的通用自抗擾控制器，便于工業(yè)應(yīng)用。PWM整流器內(nèi)環(huán)和外環(huán)均為一階系統(tǒng)，因此本文在文獻(xiàn)[23]基礎(chǔ)上推導(dǎo)了一階系統(tǒng)的基于誤差的自抗擾控制器。采用二階線性ESO，取消了TD環(huán)節(jié)，NLSEF選擇了比例反饋控制律，將經(jīng)典算法重構(gòu)，選取誤差信號(hào)與擾動(dòng)信號(hào)作為狀態(tài)變量，則一階系統(tǒng)表示為

式中，為控制輸入；為系統(tǒng)輸出；為總擾動(dòng)；為控制增益。

誤差信號(hào)=y，為輸入給定值，代入式（3）中得

對(duì)式（5）構(gòu)造二階線性ESO，可得

式中，1、2為擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器系數(shù)；1為誤差信號(hào)的觀測(cè)值；2為總擾動(dòng)2的觀測(cè)值。由于觀測(cè)器帶寬受限，觀測(cè)值有相位滯后，因此控制器選擇原始的誤差信號(hào)作為輸入，同時(shí)選擇比例反饋控制律，可得

式中，p為比例增益。

在觀測(cè)器帶寬內(nèi)，可認(rèn)為2≈2，代入式（7）中得

從式（8）可以看出，改進(jìn)的控制律結(jié)合了反饋控制、輸入微分前饋以及擾動(dòng)補(bǔ)償，具有良好的控制性能。將式（7）代入式（6）中，進(jìn)行拉普拉斯變換后，得到控制器的傳遞函數(shù)為

通過(guò)上述推導(dǎo)，可得基于誤差的自抗擾控制原理如圖5所示。相較于經(jīng)典的自抗擾控制器，ESO在觀測(cè)擾動(dòng)的同時(shí)觀測(cè)了給定信號(hào)的微分，在觀測(cè)器帶寬內(nèi)，可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)擾動(dòng)補(bǔ)償和輸入微分前饋，提高響應(yīng)速度；控制器的輸入變成了誤差信號(hào)，便于與前饋控制策略結(jié)合。

圖5 基于誤差的自抗擾控制原理

2.2 電流內(nèi)環(huán)自抗擾控制器設(shè)計(jì)

式（1）經(jīng)過(guò)變換可以得到

可以看出三電平整流器的電流內(nèi)環(huán)dq軸電流為一階微分方程。令

代入式（10）可得

由式（11）可以看出，自抗擾控制器將整流器數(shù)學(xué)模型中dq軸電流的耦合項(xiàng)以及它們自身參數(shù)不確定項(xiàng)當(dāng)作系統(tǒng)的內(nèi)部擾動(dòng)，將網(wǎng)側(cè)電壓在dq軸的分量當(dāng)作外部擾動(dòng)，從而構(gòu)成了系統(tǒng)的總擾動(dòng)，然后通過(guò)ESO進(jìn)行實(shí)時(shí)估計(jì)總擾動(dòng)，并給予補(bǔ)償，從而達(dá)到對(duì)電流內(nèi)環(huán)的解耦以及抗擾的目的。電流內(nèi)環(huán)的自抗擾控制器設(shè)計(jì)過(guò)程按照2.1節(jié)介紹的方法即可，將式（9）的傳遞函數(shù)離散后就能用程序?qū)崿F(xiàn)。

2.3 電壓外環(huán)自抗擾控制器設(shè)計(jì)

整流器采用電壓定向控制策略，單位功率因素運(yùn)行，即q=0，式（1）中的第三行經(jīng)過(guò)變換可以得到

從式（13）可以看出，電壓環(huán)自抗擾控制器把整流器數(shù)學(xué)模型中的參數(shù)變化以及忽略未建模的部分當(dāng)作系統(tǒng)的內(nèi)部擾動(dòng)，把負(fù)載功率的變化當(dāng)作外部擾動(dòng)，從而構(gòu)成了系統(tǒng)的總擾動(dòng)c，然后通過(guò)ESO進(jìn)行實(shí)時(shí)估計(jì)總擾動(dòng)量，并給予補(bǔ)償，從而有效地抑制了負(fù)載變化帶來(lái)的擾動(dòng)量。

但對(duì)高速磁懸浮系統(tǒng)中MW級(jí)三相電壓型PWM整流器而言，負(fù)載在換步過(guò)程中變化劇烈，如果僅僅通過(guò)ESO進(jìn)行觀測(cè)，總擾動(dòng)存在滯后，無(wú)法及時(shí)觀測(cè)并進(jìn)行補(bǔ)償，容易導(dǎo)致母線電壓出現(xiàn)較大超調(diào)和引起過(guò)大的沖擊電流。因此本文提出負(fù)載功率前饋結(jié)合擾動(dòng)觀測(cè)的方法，實(shí)時(shí)計(jì)算負(fù)載的功率，計(jì)算的誤差以及其余擾動(dòng)通過(guò)ESO觀測(cè)，進(jìn)行補(bǔ)償，抑制負(fù)載變化對(duì)母線電壓的沖擊。高速磁懸浮系統(tǒng)中整流器負(fù)載為逆變器驅(qū)動(dòng)的長(zhǎng)定子直線電機(jī)，因此需要實(shí)時(shí)計(jì)算電機(jī)的功率。

高速磁懸浮列車牽引供電系統(tǒng)框圖如圖6所示，位于軌道兩端的變電站，通過(guò)饋電電纜向長(zhǎng)定子繞組供電，實(shí)際運(yùn)行中有單端供電模式（軌道一端的變電站單獨(dú)供電）和雙端供電模式（相鄰兩個(gè)變電站通過(guò)饋電電纜同時(shí)供電）[25]兩種。

根據(jù)文獻(xiàn)[25]建立磁懸浮列車所用的長(zhǎng)定子直線電機(jī)在雙端供電模式時(shí)dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

圖6 磁懸浮列車牽引供電系統(tǒng)框圖

式中，d1、q1和d1、q1為第一臺(tái)24MV·A變流器輸出電壓和輸出電流在d、q坐標(biāo)系下的分量；d2、q2和d2、q2為第二臺(tái)24MV·A變流器輸出電壓和輸出電流在d、q坐標(biāo)系下的分量；d、q為定子繞組在d、q坐標(biāo)系下的電感；s為定子電阻；sm為定子與轉(zhuǎn)子間的互感；m為勵(lì)磁電流；為列車速度；為極距；為動(dòng)子角速度；1、2、1、2為兩側(cè)饋電電纜參數(shù)；為微分算子。

對(duì)于整個(gè)電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)，其輸入的瞬時(shí)功率等于變流器輸出的三相瞬時(shí)功率，由雙端供電方式下?tīng)恳刂葡到y(tǒng)的電壓方程式（14），可以得到電機(jī)和變流器之間能量交換的有功功率，單側(cè)電機(jī)總的有功功率為

采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制策略，即d1=0、d2=0，與此同時(shí)由于兩端的變流器采用均流控制，q1=q2= 0.5q，q為電機(jī)側(cè)q軸電流。將式（14）代入式（15）可以得到

根據(jù)能量傳遞規(guī)律，可以得到單臺(tái)三相PWM整流器瞬時(shí)負(fù)載有功功率關(guān)系為

式中，DL由電機(jī)有功功率估算誤差、逆變器損耗以及電機(jī)損耗組成。將式（17）代入式（12）中，可得

按照電壓定向規(guī)則，將電機(jī)負(fù)載功率/2除以3d/2后可以得到電流內(nèi)環(huán)的d軸電流前饋值為

相比于經(jīng)典的自抗擾控制方法，將前饋控制與自抗擾相結(jié)合，實(shí)時(shí)計(jì)算電機(jī)功率前饋，把變流器損耗以及未建模的部分當(dāng)作系統(tǒng)的內(nèi)部擾動(dòng)，把負(fù)載功率估算誤差當(dāng)作外部擾動(dòng)，從而構(gòu)成了系統(tǒng)的總擾動(dòng)，大大降低了觀測(cè)器負(fù)擔(dān)，有效抑制負(fù)載變化對(duì)母線電壓的沖擊。

通過(guò)以上分析可以得到基于ADRC的三相PWM整流器控制框圖如圖7所示，圖中，ADRC的具體閉環(huán)傳遞函數(shù)為式（9）所推導(dǎo)的結(jié)果。

圖7 基于ADRC的三相PWM整流器控制框圖

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證和結(jié)果分析

為了在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下驗(yàn)證本文所提控制策略的有效性，本文搭建了基于RT-LAB的高速磁懸浮半實(shí)物系統(tǒng)如圖8所示，由RT-LAB測(cè)試系統(tǒng)和牽引控制系統(tǒng)組成。RT-LAB測(cè)試系統(tǒng)包括四套24MV·A高功率變流器仿真子系統(tǒng)和一套直線電機(jī)仿真子系統(tǒng)，其中每臺(tái)FPGA仿真機(jī)對(duì)應(yīng)一套高功率變流器仿真子系統(tǒng)。表1給出了硬件在環(huán)（Hardware In the Loop, HIL）實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)。實(shí)驗(yàn)中控制器參數(shù)見(jiàn)表2。

圖8 高速磁懸浮牽引半實(shí)物系統(tǒng)

表1 硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)

Tab.1 Parameters of HIL experiment

表2 控制器參數(shù)

Tab.2 Parameters of controller

按照表1的參數(shù)，在高速磁懸浮牽引半實(shí)物系統(tǒng)上進(jìn)行了硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)，按照最高時(shí)速為600km/h的運(yùn)行條件，速度曲線如圖9所示。實(shí)驗(yàn)過(guò)程中定子段長(zhǎng)度為1.2km，定子換步方式采用兩步法換步。

圖9 磁懸浮列車速度曲線

3.1 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

圖10和圖11分別為基于PI和基于ADRC控制策略的實(shí)驗(yàn)波形。其中，dc、a、a、a1、a2分別是直流母線電壓、網(wǎng)側(cè)a相電壓、變壓器一次側(cè)a相電流、第一臺(tái)整流器a相電流、第二臺(tái)整流器a相電流。從圖中可以看出，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況下，兩種控制策略均能控制母線電壓穩(wěn)定在給定值（5 000V）不變，電流a2相位超前a130°，在電機(jī)加減速過(guò)程中都實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行。與此同時(shí)，可以明顯看出，采用基于PI的控制策略，穩(wěn)態(tài)時(shí)候母線電壓紋波較大，而采用基于ADRC的控制策略，母線電壓波動(dòng)不超過(guò)50V。

圖10 基于PI控制策略的實(shí)驗(yàn)波形

3.2 負(fù)載變化實(shí)驗(yàn)

對(duì)于磁懸浮系統(tǒng)中三相PWM整流器而言，定子段換步過(guò)程中由滿功率運(yùn)行降為空載運(yùn)行，換步結(jié)束后再恢復(fù)運(yùn)行，負(fù)載在換步過(guò)程中波動(dòng)劇烈。圖12選取了磁懸浮列車高速運(yùn)行階段的母線電壓波形。圖12a為電壓外環(huán)采用PI控制器的波形，可以看出，在換步時(shí)刻對(duì)母線電壓造成了巨大的沖擊，母線電壓嚴(yán)重超調(diào)；圖12b為電壓外環(huán)采用PI加功率前饋的波形，采用負(fù)載功率前饋后，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到改善，但由于估算的功率與實(shí)際值有所偏差，母線電壓還是超調(diào)較大；圖12c為電壓外環(huán)采用ADRC的波形，將負(fù)載變化視為擾動(dòng)，通過(guò)ESO來(lái)觀測(cè)擾動(dòng)并進(jìn)行補(bǔ)償，有效地降低了母線電壓波動(dòng)，然而由于觀測(cè)器帶寬的限制，并不能觀測(cè)出所有的擾動(dòng)，系統(tǒng)性能提升有限；圖12d為采用ADRC結(jié)合電機(jī)功率前饋控制策略的波形，通過(guò)實(shí)時(shí)計(jì)算電機(jī)負(fù)載功率，進(jìn)行前饋補(bǔ)償，顯著地降低了觀測(cè)器的負(fù)擔(dān)，只需觀測(cè)功率計(jì)算誤差以及整流器內(nèi)部的擾動(dòng)。穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)過(guò)程中，母線電壓都能很好地跟蹤給定值，換步過(guò)程中最大超調(diào)量也低于4%，有效地抑制了負(fù)載擾動(dòng)。

圖11 基于ADRC控制策略的實(shí)驗(yàn)波形

圖12 負(fù)載變化過(guò)程中母線電壓波形

3.3 電流跟蹤實(shí)驗(yàn)

圖13 d軸電流波形

綜上所述，采用自抗擾加負(fù)載功率前饋的控制策略，有效地觀測(cè)出整流器內(nèi)部擾動(dòng)包括dq軸電流耦合項(xiàng)和負(fù)載變化引起的外部擾動(dòng)，并加以補(bǔ)償，硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)表明，該控制策略具有良好的動(dòng)靜態(tài)性能，既可實(shí)現(xiàn)直流母線電壓快速調(diào)節(jié)和交流側(cè)單位功率因數(shù)控制，同時(shí)還具有很強(qiáng)的抗擾動(dòng)能力。

4 結(jié)論

磁懸浮列車采用三相PWM整流器在換步過(guò)程中負(fù)載變化劇烈，對(duì)母線電壓產(chǎn)生了嚴(yán)重的沖擊，影響磁懸浮列車的穩(wěn)定運(yùn)行，而基于PI的控制策略抗負(fù)載擾動(dòng)性能差。因此本文在傳統(tǒng)自抗擾控制策略的基礎(chǔ)上，提出了自抗擾加負(fù)載功率前饋的整流器控制策略，文中給出了這種功率前饋的理論依據(jù)和設(shè)計(jì)方法，該策略易于實(shí)現(xiàn)，對(duì)負(fù)載變化具有良好的魯棒性，降低了換步過(guò)程中直流電壓的周期性波動(dòng)，改善了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能。通過(guò)硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文所提策略的有效性，該策略適用于高速磁懸浮系統(tǒng)中PWM整流器的控制，對(duì)進(jìn)一步在實(shí)際線路上進(jìn)行驗(yàn)證具有重要的意義。

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Control Strategy for PWM Rectifier of High-Speed Maglev Based on Active Disturbance Rejection Control and Load Power Feed-Forward

1,2111,21

（1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of Sciences Beijing 100190 China 2. University of Chinese Academy of Sciences Beijing 100049 China）

The high-speed maglev train is driven by long stator linear synchronous motor，which is powered by segmented power supply. When the maglev train moves from one stator section to another, the stator current will decrease to zero and then increase. For the three-phase PWM rectifier in high-speed maglev system, the load changes sharply during the process of changeover, which has a serious impact on the DC voltage. In order to suppress the influence of load disturbance on the DC voltage, a double closed-loop control strategy based on active disturbance rejection control (ADRC) and load power feed-forward estimation algorithm is proposed in this paper. The hardware-in-the-loop (HIL) experiment verifies that this strategy has strong robustness to load variation, and it can suppress the DC voltage fluctuation, improve the anti-load disturbance ability and system dynamic performance of three-phase PWM rectifier.

High-speed maglev, PWM rectifier, changeover, load power feed-forward, active disturbance rejection control

TM359.4

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191572

國(guó)家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目（2016YFB1200602-20）和國(guó)家自然科學(xué)基金青年基金項(xiàng)目（51907188）資助。

2019-11-20

2020-01-03

朱進(jìn)權(quán) 男，1993年生，博士研究生，研究方向?yàn)楦咝阅茈姍C(jī)牽引控制技術(shù)。E-mail: zhujinquan@mail.iee.ac.cn

葛瓊璇 女，1967年生，研究員，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)楦邏捍蠊β首兞髌骺刂萍夹g(shù)、高性能電機(jī)牽引控制技術(shù)。E-mail: gqx@mail.iee.ac.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）