交錯并聯雙向CLLC型諧振變換器中U+U型磁集成變壓器的設計

楊玉崗 武艷秋 孫曉鈺 郭 詞 田華松

交錯并聯雙向CLLC型諧振變換器中U+U型磁集成變壓器的設計

楊玉崗1武艷秋1孫曉鈺1郭 詞1田華松2

（1. 遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105 2. 科華恒盛股份有限公司 廈門 361000）

交錯并聯技術提高了變換器的傳輸容量，但增加了系統的元器件數量，特別是變壓器、電感等磁性元件，通過磁集成技術可減少磁件的數量和損耗。傳統的磁集成變壓器結構多采用EE型結構，繞組和氣隙分布在邊柱上，因而造成磁壓、磁通分布不均等問題，且繞組完全包圍氣隙，使得擴散磁通和繞組交鏈產生渦流損耗。因此該文提出一種U+U型磁集成變壓器結構，給出集成變壓器的設計方法及參數，為與傳統EE型磁集成變壓器對比，利用ANSYS軟件進行仿真，并通過一臺400～48V/1kW的實驗樣機，對兩種集成變壓器結構進行對比實驗，驗證了所提U+U型磁集成變壓器的優越性。

交錯并聯 雙向CLLC型諧振變換器 U+U型磁集成變壓器 EE型磁集成變壓器

0 引言

雙向LLC諧振變換器由于具有自然的軟開關特性，滿足一次側開關管的零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次側開關管的零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS），大大降低了損耗[1-5]，且具有高效率的特點。在大功率應用場合，交錯并聯技術能夠提升變換器的傳輸容量，通過多相承擔功率要求，避免單相大功率傳輸帶來的損耗嚴重和器件應力大的問題，因此交錯并聯雙向CLLC變換器在直流配電網中優勢明顯，具有研究價值和經濟效益[6-9]。但采用交錯并聯技術會導致元器件成倍增加，特別是質量和體積占比較高的磁件數量也成倍增加，降低了變換器的功率密度，不符合當前變換器高效率、高功率密度的發展趨勢，因此磁集成技術成為研究熱點[10-12]。復旦大學的劉剛等提出一種用于雙向CLLC諧振變換器的對稱型磁集成變壓器[13]。日本名古屋大學的Masayoshi Yamamoto等提出串聯輸入、并聯輸出的LLC諧振變換器，并將三個LLC變換器單元中變壓器進行集成，提高了變換器的功率密度，該集成結構是基于傳統EE型磁心而設計的[14]。

磁集成技術可使變換器中多個磁元件集成到一個磁心中，從而減少磁元件數量，降低體積和質量，而且通過合理設計，可以減少或消除磁元件交流磁通，從而提高效率和功率密度。本文提出一種變壓器磁集成結構——U+U型磁集成變壓器，通過和傳統EE型磁集成變壓器結構進行對比，建立磁位差模型，分析兩者磁通密度分布情況和磁位差的區別得出，U+U型磁集成變壓器結構比EE型磁集成變壓器結構的磁通密度分布更均勻、磁位差更小，由擴散磁通造成的渦流損耗更小。通過ANSYS進行磁場仿真和實驗驗證，證明利用U+U型磁集成變壓器方案能夠提高變換器的效率和功率密度。

1 U+U型磁集成變壓器

1.1 U+U型磁集成變壓器的特性分析

在CLLC諧振變換器中，將變壓器的漏感作為諧振電感的一部分[13]，同外加電感共同構成諧振電感，交錯并聯磁集成雙向CLLC諧振變換器的電路拓撲如圖1所示，變壓器TR1、TR2集成在同一個磁心上，k1、k2和k3、k4分別為變壓器TR1、TR2的漏感，o1～o4為外加電感，r1、r2和s1、s2分別為兩相諧振變換器的一次、二次電流。

圖1 交錯并聯磁集成雙向CLLC諧振變換器拓撲

U+U型磁集成變壓器結構如圖2a所示。從圖中可以看出，U+U型磁集成變壓器結構由兩片U形磁心和一個十字形磁心組成，十字形磁心置于兩個U形磁心中間，兩片U形磁心中部與十字形磁心的左右橫磁軛緊貼，在它們之間不留氣隙，作為兩個變壓器共用的低磁阻磁路；兩個U形磁心的上、下側柱與十字形磁心的上側或下側之間留有氣隙，形成磁集成變壓器的勵磁電感，形成上下、左右對稱的U+U型磁集成變壓器結構。在U+U型磁集成變壓器的十字形磁心的上側磁柱上繞制11、12繞組，形成諧振變換器中變壓器TR1及其勵磁電感m1，在下側磁柱上繞制21、22繞組，形成諧振變換器中變壓器TR2及其勵磁電感m2。

圖2 變壓器的磁集成結構

傳統EE型變壓器集成結構如圖2b所示，兩片E形磁心面對面放置，在兩個中柱之間不留氣隙，形成變壓器集成的低磁阻磁路；上、下側柱之間留氣隙，形成變壓器的勵磁電感。在上、下側柱上分別繞制TR1的11、12繞組和TR2的21、22繞組。

由于諧振變換器對于參數變化比較靈敏，因此變壓器的漏感需要嚴格控制，為了分析U+U型磁集成變壓器結構和傳統EE型變壓器集成結構在散磁、磁位差方面的差異，對這兩種磁集成結構做出對應的磁動勢及磁位分布，分別如圖3和圖4所示。

圖3 U+U型磁集成變壓器的結構及磁動勢和磁位分布

圖4 EE型磁集成變壓器的結構及磁動勢和磁位分布

對比圖3和圖4可見，EE型磁集成變壓器結構中繞組完全包裹住氣隙，在氣隙處存在較大的磁位差，造成較大的散磁通，而這些散磁通與繞組進行交鏈，產生額外的渦流損耗；EE型磁集成變壓器結構相比于U+U型磁集成結構，磁位差較大的位置發生在磁心的外側柱上，在接近一半磁路的外側柱上磁位差均較大，磁通密度也會很大，散磁通增加，并且諧振變換器中變壓器的磁場是正弦交變的，對周圍電路引起嚴重的電磁干擾。

EE型磁集成變壓器結構的導磁截面積小于U+U型磁集成結構，因而在相同磁通密度和勵磁電感的情況下，EE型磁集成結構需要的繞組匝數更多，氣隙相比U+U型磁集成結構也會更大，進一步加劇了上述兩種差異。

因此，U+U型磁集成變壓器結構相比于傳統EE型磁集成變壓器結構的優勢更明顯，更具有研究價值。

1.2 U+U型磁集成變壓器的磁路模型

U+U型磁集成變壓器結構磁通分布如圖5所示，兩變壓器的繞組分別繞在十字形磁心的上、下磁軛上。11、12和21、22分別為兩個磁集成變壓器TR1和TR2的一次、二次繞組，且1121、1222，r1、r2和s1、s2分別為流入兩相一次、二次繞組的電流。在不考慮氣隙邊緣磁通和繞組漏磁時，11、22分別為兩變壓器的主磁通。

圖5 U+U型磁集成變壓器結構磁通分布

U+U型磁集成變壓器各段磁路長度如圖6所示。磁通所通過的各段路徑尺寸見圖6中的標注，用1、2、3、4表示。為U形磁心和十字形磁心之間的氣隙，上下、左右氣隙對稱，其他磁心尺寸標注如圖6所示，磁心厚度為。

圖6 U+U型磁集成變壓器各段磁路長度

根據磁路歐姆定律可得U+U型磁集成變壓器的基本磁路模型如圖7a所示。其中，11r1、12s1和21r2、22s2分別為變壓器繞組的勵磁磁動勢。通過對磁路模型進行串并聯簡化，得到簡化后的磁路模型如圖7b所示。

圖7 U+U型磁集成變壓器的磁路模型

根據磁阻定義，可以計算圖7a中各磁阻為

式中，0為真空磁導率；r為相對磁導率；1、2、3、4與磁路長度關系表示為

（3）

圖7b中，磁阻0、1、2可分別表示為

由磁路模型運用磁路歐姆定律得

運用電磁感應定律得

結合式（5）和式（6）得

即可得到自感表達式為

2 U+U型集成變壓器設計

設計變壓器時，由于是雙向CLLC諧振變換器，則從高壓側到低壓側即400～48V為例進行設計。將U+U型磁心作為新型變壓器結構，對這種結構變壓器的參數進行設計，同時給出傳統EE型集成結構的變壓器參數來進行后續對比分析。

表1 變壓器設計參數

Tab.1 Transformer design parameters

表2 U+U型集成變壓器磁心尺寸

Tab.2 U+U integrated transformer core size （單位: mm）

所以磁心選擇滿足條件。

為保證變壓器在頻率變化時不飽和，需要按照最小開關頻率設計匝數，在最小工作頻率smin處取最大磁感應強度，因此高壓側線圈匝數p為

式中，f為高壓側方波的波形系數；e為磁心有效截面積。取高壓側匝數為33，根據電壓比和輸出整流管導通壓降d，可得出變壓器低壓側匝數s為

取低壓側匝數為4。

由于勵磁電感m集成于變壓器內部，通過添加氣隙的方式形成所需要的勵磁電感，由電感計算公式得到磁心氣隙為

考慮到諧振變換器工作在較高頻率范圍內，因此在導線選取時還要考慮趨膚效應，趨膚深度為

根據諧振電流有效值，計算得到高壓側導線截面積p和低壓側導線截面積s分別為

因此變壓器高壓側選取導線規格為0.1mm×100的利茲線，低壓側選擇0.1mm×400兩股并聯的利 茲線。

為了后續的對比分析，這里給出在同樣工作條件下傳統EE型集成變壓器主要設計參數見表3。

表3 EE型磁集成變壓器設計參數

Tab.3 Design parameters of EE type magnetic integration transformer

3 仿真分析

3.1 磁通密度仿真分析

為了分析兩者磁通密度分布情況，利用第2節中提出的U+U型和EE型磁集成變壓器的參數，在ANSYS 18.0版本的電磁組件中進行集成磁件的建模和參數設置，進行電磁場仿真，分析兩種集成結構的磁心工作磁通密度分布情況。設置兩種結構仿真參數中等效安匝數，即勵磁電流和安匝數的乘積均為60A，兩種結構的3D仿真結果分別如圖8和圖9所示，圖中，為磁感應強度。

圖8 EE型集成變壓器磁通密度3D仿真

圖9 U+U型磁集成變壓器磁通密度3D仿真

由圖8和圖9可見，在相同的磁通密度下，兩種結構的最大磁通密度均小于磁心的飽和磁通密度0.3T，磁心均未出現飽和現象，表明其變壓器參數設計的合理性。對比EE型和U+U型磁通密度分布情況可知，EE型磁集成結構的磁通密度分布更加不均勻，且在氣隙處磁通密度最高，邊柱上的磁通密度也相對較高，說明EE型磁集成結構磁位差較大，在邊柱和氣隙處漏感也較大。

3.2 磁通分布仿真分析

為了對比分析兩種變壓器集成結構的不同，在磁通密度仿真的基礎上，進行2D磁通分布的仿真分析，在瞬態仿真的最大勵磁時刻，得到兩種集成結構的磁通分布仿真分別如圖10和圖11所示，圖中，為矢量磁位。

對比兩種磁通分布可得，EE型集成結構由于磁心磁位差較大，存在較大的旁路磁通，在高頻情況下，穿過繞組產生較大的渦流損耗；且EE型集成結構繞組完全包圍側柱氣隙，在氣隙處由于氣隙磁動勢而產生的擴散磁通切割繞組導體，也會產生較大的渦流損耗，并且會對外圍電路產生較大的電磁輻射，提高了產品的電磁干擾（Electromagnetic Inter- ference, EMI）要求。

圖10 EE型集成變壓器磁通分布2D仿真

圖11 U+U型磁集成變壓器磁通分布2D仿真

相比于EE型集成結構，U+U型集成結構中由于磁心磁位差均勻，不存在旁路磁通，僅僅在氣隙處存在擴散磁通分布，但這些擴散磁通并未和繞組切割，因而不會產生較大的渦流損耗。因此，可以得出U+U型集成結構相比于EE型集成結構具有更小的漏感和更低的損耗，更具有優勢。

4 樣機和實驗

根據第2節中設計的參數進行磁集成變壓器樣機制作，EE型和U+U型磁集成變壓器樣機如圖12所示，其測量數據見表4。

完成制作樣機并進行測試，得出U+U型磁集成結構的漏感比EE型磁集成結構的漏感小。并且對比兩種變壓器體積大小如圖13所示，利用“排水法”測得U+U型變壓器體積為79.2cm3，EE型變壓器體積為101.8cm3，體積同比減小22.2%，說明基于U+U型變壓器結構的變換器具有更高的功率密度。

圖12 EE型和U+U型磁集成變壓器樣機

表4 EE型和U+U型磁集成變壓器的電感

Tab.4 Inductance values of EE and U+U type magnetic integration transformers

圖13 U+U型磁集成變壓器和EE型磁集成變壓器對比

為了驗證U+U型磁集成變壓器與傳統EE型磁集成結構的不同，搭建交錯并聯磁集成雙向CLLC諧振變換器實驗系統如圖14所示。實驗系統的技術指標見表5。

在實驗系統中分別進行交錯并聯磁集成正、反向實驗，分別得到采用EE型和U+U型磁集成變壓器結構在輕載（10%額定負載）、半載（50%額定負載）、滿載（額定負載）情況下，正、反向諧振電流波形分別如圖15～圖18所示，其中r_rms為諧振電流有效值。由圖15、圖16可見，變換器正向工作分別在輕載、半載、滿載的情況下，EE型諧振電流有效值分別為0.86A、1.41A、2.03A；U+U型磁集成變壓器諧振電流有效值分別為0.78A、1.26A、1.74A。由圖17、圖18可見，變換器反向工作分別在輕載、半載、滿載的情況下，EE型諧振電流有效值分別為6.14A、9.32A、14.9A；U+U型磁集成變壓器諧振電流有效值分別為5.32A、8.17A、14.2A。

圖14 交錯并聯磁集成雙向CLLC諧振變換器實驗系統

表5 實驗系統技術指標

Tab.5 Technical indicators of experimental system

可以得出，無論正向還是反向工作模式，基于U+U型磁集成變壓器的交錯并聯雙向CLLC諧振變換器均能正常工作，且在各種工況下U+U型磁集成變壓器諧振電流均小于EE型磁集成變壓器，諧振電流減小可以降低諧振變換器損耗，能有效提高諧振變換器的效率，驗證了U+U型磁集成變壓器的有效性。進一步通過實驗測定二者的實驗數據并繪制效率曲線如圖19所示。

圖15 EE型磁集成變壓器正向實驗諧振電流波形

圖16 U+U型磁集成變壓器正向實驗諧振電流波形

由圖19可以看出，U+U型磁集成變壓器的效率最高，峰值效率達到94.8%，而EE型磁集成變壓器的效率較低，驗證了第1節的理論分析和第3節的仿真分析。U+U型磁集成的磁壓分布均勻，磁通密度和漏磁較小，且有低磁阻磁路的磁通抵消作用降低了磁心損耗，所以U+U型磁集成變壓器效率最高，而EE型磁集成變壓器的效率相對較低，主要是由于旁路磁通和擴散磁通造成的渦流損耗較大。

圖17 EE型磁集成變壓器反向實驗諧振電流波形

圖18 U+U型磁集成變壓器反向實驗諧振電流波形

圖19 兩種變壓器結構的效率曲線

5 結論

針對交錯并聯雙向CLLC諧振變換器中集成磁件體積較大、效率較低的問題，提出一種U+U型磁集成變壓器結構，通過和傳統EE型磁集成變壓器結構進行對比，得出所提出的U+U型磁集成變壓器結構的磁通密度分布比傳統EE型磁集成變壓器結構更加均勻，磁位差更小，由擴散磁通引起的渦流損耗更小。通過仿真和實驗證明，所提出的U+U型磁集成變壓器結構的體積比傳統EE型磁集成變壓器結構減小22.2%，諧振電流有效值在各種工況下都有減小，效率提高1個百分點。

[1] 陳啟超, 王建賾, 紀延超. 雙向LLC諧振型直流變壓器的軟啟動及功率換向控制[J]. 電工技術學報, 2014, 29(8): 180-186.

Chen Qichao, Wang Jianze, Ji Yanchao. Control scheme of bidirectional LLC resonant DC-DC transformer for soft start and power conversion[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(8): 180-186.

[2] 楊玉崗, 鄒雨霏, 馬杰. 交錯并聯磁集成雙向DC/DC變換器的軟開關實現條件[J]. 中國電機工程學報, 2016, 36(14): 3920-3929.

Yang Yugang, Zou Yufei, Ma Jie. Soft switching interleaving and magnetically integrated bidirectional DC/DC converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2016, 36(14): 3920-3929.

[3] 王毅, 許愷, 陳驥群. 雙向隔離型DC-DC變換器的雙移相優化控制[J]. 電機與控制學報, 2017, 21(8): 53-61, 71.

Wang Yi, Xu Kai, Chen Jiqun. Dual-phase-shifting optimization control of isolated DC-DC converter[J]. Electric Machines and Control, 2017, 21(8): 53-61, 71.

[4] 陶文棟, 王玉斌, 張豐一, 等. 雙向LLC諧振變換器的變頻-移相控制方法[J]. 電工技術學報, 2018, 33(24): 5856-5863.

Tao Wendong, Wang Yubin, Zhang Fengyi, et al. Pulse frequency modulation and phase shift combined control method for bidirectional LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(24): 5856-5863.

[5] 呂正, 顏湘武, 孫磊. 基于變頻-移相混合控制的L-LLC諧振雙向DC-DC變換器[J]. 電工技術學報, 2017, 32(4): 12-24.

Lü Zheng, Yan Xiangwu, Sun Lei. A L-LLC resonant bidirectional DC-DC converter based on hybrid control of variable frequency and phase shift[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(4): 12-24.

[6] 龔思成. 雙向CLLLC諧振變換器研究[D]. 南京: 南京航空航天大學, 2019.

[7] 楊玉崗, 吳晗, 關婷婷. 交錯并聯LLC諧振變換器的磁集成均流特性[J]. 電工技術學報, 2019, 34(12): 2529-2538.

Yang Yugang, Wu Han, Guan Tingting. Magnetic integrated current sharing characteristics of inter- leaved LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(12): 2529- 2538.

[8] 楊玉崗, 李濤, 馮本成. 交錯并聯磁集成雙向DC/ DC變換器的設計準則[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(30): 37-45, 8.

Yang Yugang, Li Tao, Feng Bencheng. Design criterion for interleaving and magnetically integrated bidirectional DC/DC converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(30): 37-45, 8.

[9] 趙清林, 劉會峰, 袁精, 等. 基于移相補償的全橋LLC諧振變換器交錯并聯技術[J]. 電工技術學報, 2018, 33(12): 2777-2787.

Zhao Qinglin, Liu Huifeng, Yuan Jing, et al. An interleaved full-bridge LLC resonant converter with phase shift compensation[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(12): 2777-2787.

[10] Zhao Tianting, Zhuo Yue, Chen Baoxing. An isolated DC-DC converter with fully integrated magnetic core transformer[C]//IEEE Custom Integrated Circuits Con- ference (CICC), Austin, TX, 2017: 1-4.

[11] Noah M, Kimura S, Imaoka J, et al. Magnetic design and experimental evaluation of a commercially available single integrated transformer in three-phase LLC resonant converter[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2018, 54(6): 6190-6204.

[12] Zhuo Yue, Ma Shaoyu, Zhao Tianting, et al. 15.4A 52% peak-efficiency＞1W isolated power transfer system using fully integrated magnetic-core trans- former[C]//IEEE International Solid-State Circuits Conference (ISSCC), San Francisco, CA, USA, 2019: 244-246.

[13] Liu Gang, Li Dan, Zhang Jianqiu, et al. Bidirectional CLLC resonant DC-DC converter with integrated magnetic for OBCM application[C]//IEEE Inter-national Conference on Industrial Technology, Seville, 2015: 946-951.

[14] Kimura S, Nanamori K, Yamamoto M, et al. A novel LLC resonant DC-DC converter with integrated transformer[C]//2017 IEEE International Telecommu- nications Energy Conference (INTELEC), Broadbeach, QLD, 2017: 506-510.

Design of U+U Type Magnetic Integrated Transformer in Interlaced Bidirectional CLLC Resonant Converter

11112

（1. College of Electrical and Control Engineering Liaoning Technical University Huludao 125105 China 2. Kehua Hengsheng Co. Ltd Xiamen 361000 China）

The interleave parallel technology improves the transmission capacity of the converter, but increases the number of system components, especially the transformer, inductance and other magnetic components. Magnetic integration technology can reduce the number of magnetic components and loss. The traditional structure of magnetic integration transformer mostly adopts EE type structure, where the windings and air gaps are distributed on the side legs, resulting in uneven distribution of magnetic pressure and magnetic flux. Moreover, the air gaps are surrounded with windings completely, which causes eddy current loss of the diffused magnetic flux hinging with the windings. This paper proposes a U+U type magnetic integrated transformer structure, and gives the related integrated design method and parameters. This paper simulates the magnetic field of the proposed U+U structure and the traditional structure by ANSYS software. Through a 400～48V/1kW interlaced bidirectional CLLC resonant converter prototype, the proposed structure is compared with the traditional EE type structure, which verifies the superiority of the proposed U+U type structure.

Interleaving parallel, bi-directional CLLC resonant converter, U+U type magnetic integration transformer, EE type magnetic integration transformer

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191629

國家自然科學基金—山西煤基低碳聯合基金（U1510128）和遼寧省特聘教授（551806010）資助項目。

2019-11-26

2019-12-26

楊玉崗 男，1967年生，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術及磁集成技術。E-mail: 447987957@qq.com

武艷秋 女，1996年生，碩士研究生，研究方向為電力電子技術及磁集成技術。E-mail: 2496686505@qq.com（通信作者）

（編輯 陳 誠）