一種高頻場景候選波形方案

段向陽 辛 雨 暴 桐 華 健

(移動網絡和移動多媒體技術國家重點實驗室 深圳 518000)

(中興通訊股份有限公司 深圳 518000)

1 引言

通信變革日新月異，高速率、大容量、低時延高可靠的通信時代隨著第5代移動通信技術(5G)的商用正撲面而來[1]。5G新空口(5G New Radio, 5G NR)除了依托第4代移動通信(4G)良好的技術架構和新的技術構建，一個顯著的特點就是從匱乏的低頻頻譜資源擴展到了豐富的高頻頻譜資源，使現在的移動網絡不僅可以工作在相對較低的頻段FR1(Frequency Range 1.45～6.0 GHz)，而且也可以應用在相對較高的頻段FR2(Frequency Range 2, 24.5～52.6 GHz)[2]，從而滿足了人們當前日益增加的需求。移動通信技術的發展和人類未來可持續發展的個性需求服務是相互制約、相互促進的，雖然5G無線移動通信系統可以支撐未來10年信息社會的無線需求，但也有必要同步前瞻未來信息社會的通信需求。

目前，通信領域的技術人員已經開展5G下一階段的工作和下一代移動通信系統(The Sixth Generation, 6G)概念與技術研究。標準化組織3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)將從2020年開始5G標準的下一階段(可稱為“Beyond 5G”)研究，對應的標準版本為5G NR Release-17及后續版本，標準化重點方向包括支持設計52.6 GHz以上毫米波頻段的空口特性[3]。2019年世界5G大會中國電信首席專家、美國貝爾實驗室院士分別作了“移動通信十大趨勢及6G展望”報告，標志著全球正逐步達成6G研發的共識，具有豐富頻譜資源、高傳輸速率的太赫茲通信被列為未來移動通信中極具優勢的寬帶無線接入(Terahertz bit/s級通信)技術[4,5]。太赫茲頻譜在通信等領域的開發利用受到了來自歐、美、日等國家和地區的高度重視，也獲得了國際電信聯盟的大力支持，將是6G研發的重要內容[6]。

本文將52.6 GHz頻譜以上的通信場景統稱為高頻場景。隨著B5G和6G工作的推進，高頻場景移動通信系統的研發將是下一階段的主要工作內容之一，高頻場景候選波形、幀結構、參數集(Numerology)、大帶寬的設計等都是未來核心研究的技術，本文將重點研究一種高頻場景的候選波形方案。

高頻場景面臨著一些問題，主要包括：路損比較大、功率放大器(Power Amplifier, PA)的效率比較低和相位噪聲(Phase Noise, PN)比較高等[7-9]。本文以單載波為基礎設計了高頻場景候選波形方案，具體包括候選波形的基本符號結構，發射端、接收端結構，以及上行和下行鏈路尾部序列長度可變方案等，通過仿真驗證了該候選新波形可以很好地克服高頻場景的上述問題。

2 高頻場景候選波形設計

針對高頻場景的主要問題，本文以單載波為基礎來設計高頻場景候選新波形。單載波具有峰均比(Peak to Average Power Ratio, PAPR)較低的優點[10-12]，不僅可以克服PA效率低的問題，也可以通過提高發射功率，在一定程度上減輕路徑損耗比較大的問題；而且，單載波可以在時域上插入相位跟蹤參考信號(Phase Tracking Reference Signal,PTRS)[13]，這樣可以更好地估計和補償相位噪聲。雖然LTE(Long Term Evolution)和5G NR的上行鏈路已經使用了單載波波形DFT-s-OFDM(Discrete Fourier Transform - single carrier - Orthogonal Frequency Division Modulation)，但現有的DFT-s-OFDM波形仍有些不足的地方，包括：(1)浪費了循環前綴(Cyclic Prefix, CP)資源，特別是在高頻場景，由于子載波間隔大，符號短，對于相同的多徑時延環境，CP開銷的占比就會更大；(2)需要額外的PTRS資源，而且，隨著高頻載頻的升高，相位噪聲會更大，就需要增加更多的PTRS開銷。下面，本文將以DFT-s-OFDM波形為基礎，通過增強和優化，設計出一種適合高頻場景的候選新波形。

2.1 基本符號結構的增強設計

圖1(a)是5G NR現有的波形DFT-s-OFDM時域數據的基本符號結構[14]。圖中，每個符號的長度為1個快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)操作的時域長度再加上CP長度，其中，本文將1個FFT操作的時域長度稱為1個有效符號長度。有效符號長度為子載波間隔的倒數。接收端在解調數據時是對有效符號長度的數據進行FFT操作，CP就白白丟掉了，浪費了資源。而且，現有的DFTs-OFDM波形無法靈活地自適應無線多徑時延變化。因為，在保持子載波間隔不變的情況下，改變CP的長度會改變符號長度，從而影響了整個時隙結構。

圖1(b)是增強和優化的新型候選波形時域數據的基本符號結構。圖中給出了1個參考信號符號(Reference signal Symbol, RS)和2個數據符號(Data Symbol, DS)，其余符號用省略號表示。每個符號的長度為1個FFT操作的時域長度，即符號長度為子載波間隔的倒數。數據符號內的時域數據主要由數據Data和首尾插入序列(S2和S1)兩部分組成。相鄰數據符號的尾部插入序列(S1)是相同的，這樣，前一個數據符號的尾部插入序列(S1)就可以看作后一個數據符號的循環前綴，可以抵抗無線信道的多徑時延干擾。相鄰數據符號的首部插入序列(S2)也是相同的，這樣數據符號在過采樣之后，可以減少數據部分(Data)對尾部插入序列(S1)的干擾，以保證過采樣之后，相鄰數據符號的尾部部分仍然是相同的。首尾插入序列(S2和S1)是接收端已知的參考信號序列，可以用作相位噪聲估計、頻偏糾正、輔助信道估計和輔助同步等。同時我們也設計該首尾插入序列(S2和S1)來自參考信號符號(RS)的時域數據的首尾序列(S2和S1)，這樣也保證了參考信號符號的尾部(S1)可以看作后一個數據符號的循環前綴。這種符號結構的設計可以節省額外的CP開銷，而且，隨著無線信道多徑時延的變化，尾部插入序列的長度也可以變化，相當于改變了循環前綴長度，這樣可以靈活地自適應多徑時延變化，進一步提升頻譜效率。比如，當無線信道多徑時延量變小時，尾部插入序列(S1)的長度就可以變短，在保持符號長度不變的情況下(即保持子載波間隔不變)，數據部分(Data)的長度就可以變長，這樣就可以提升頻譜效率。

圖1 5G NR現有的波形DFT-s-OFDM和高頻場景候選波形時域數據的基本符號結構

高頻場景候選波形參考信號符號的時域數據序列RS(i)和數據符號的時域數據序列DS(i)分別表示為

其中，i=0, 1, ···, N-1, N表示參考信號符號(RS)和數據符號(DS)的長度，H表示數據符號首部插入序列S2的長度，N-H-T表示數據符號中數據Data的長度，T表示數據符號尾部插入序列S1的長度。

2.2 發射端和接收端結構的增強設計

圖2(a)，圖2(b)分別為本文設計的高頻場景候選波形的發射端和接收端結構框圖。

在發射端，待發送的比特數據經過調制后，按照新波形封裝成符號級數據，然后經過離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform, DFT)從時域變換到頻域，在頻域進行賦形(Frequency Domain Spectrum Shaping, FDSS)操作，然后將頻域數據映射在對應的子載波上，然后再添加零數據子載波，以實現過采樣。然后經過離散傅里葉逆變換(Inverse DFT, IDFT)從頻域變換到時域。在這整個處理過程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過程不同的有：(1)基本符號結構發生了變化，是按照新波形封裝成符號級數據；(2)在頻域添加了FDSS操作；(3)IDFT之后不需要添加傳統循環前綴CP了。在頻域添加FDSS的好處是，可以進一步降低單載波信號的PAPR[15]，并且可以抑制OFDM符號內數據部分在過采樣之后對尾部插入序列的串擾，這樣就可以保證過采樣后的前一符號尾部是后一符號的循環前綴。

在接收端，不需要去循環前綴操作，接收的數據經過DFT操作從時域變換到頻域，然后在相應的子載波上獲取頻域數據，然后進行FDSS逆操作，再進行頻域均衡，然后經過IDFT操作從頻域變換到時域，在時域上進行相位噪聲補償，即使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進行相位噪聲估計及補償，最后去除首尾插入序列(S2和S1)恢復出原始數據信息。在這整個處理過程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過程不同的有：(1)不需要去循環前綴操作；(2)在頻域進行FDSS逆操作；(3)使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進行相位噪聲估計及補償；(4)在相位噪聲估計及補償后去除首尾插入序列(S2和S1)。第3節將通過仿真顯示，使用每個符號首尾插入的序列(S2和S1)進行相位噪聲估計，可以更好地補償相位噪聲。

圖2 高頻場景候選波形的發射端、接收端結構的增強設計

2.3 尾部序列長度可變方案

前面介紹了增強和優化的高頻場景候選新波形尾部插入序列(S1)的長度可以隨著無線信道多徑時延的變化而變化，以進一步提升頻譜效率。本節針對該特點，分別為高頻場景候選新波形的上行和下行鏈路，設計了一種候選的尾部序列(S1)長度可變方案。

2.3.1 上行方案

在上行鏈路中，本文設計不同用戶主要采用頻分復用方式，每個用戶占用頻域上某個子帶。系統根據用戶經歷的無線信道環境變化情況，以時隙為單位調整數據符號尾部序列長度以適應多徑時延的變化。

假設在某個子帶上某用戶經歷了無線信道時延由大變小的過程，圖3給出該場景下該子帶上新波形尾部序列(S1)長度可變方案的一個例子(圖例僅用于輔助文字說明，不代表實際大小)。該例中顯示了連續2個時隙，每個時隙包含15個符號，每個符號的長度均相同。該例中，每個時隙的第1個符號為參考信號符號(RS)，剩下的均為數據符號，每個數據符號的首部和尾部序列分別復制了參考信號符號的首部和尾部序列。其中，數據符號的首部序列長度是固定的，只有尾部序列(S1)長度自適應多徑變化。假設在第1時隙區間，用戶經歷的無線信道時延擴展比較大，那么第1時隙數據符號中的尾部序列(S1)長度就比較大；假設在第2時隙區間，用戶經歷的無線信道時延擴展減少了，則從第2時隙參考信號符號后面的數據符號開始，就可以減少數據符號后面插入的尾部序列(S1)長度，以提高頻譜效率。

2.3.2 下行方案

在下行鏈路中，為了保持低峰均比的單載波類型，本文設計不同用戶主要采用時分復用方式，每個用戶在時域上占用不同的數據符號。由于每個用戶所處的位置不同，基站給每個用戶發送的數據所經歷的無線信道也不相同，因此，為了保證前面數據符號的尾部序列(S1)有足夠的長度作為后面數據符號的循環前綴，本文設計在兩個參考符號之間的多個數據符號中，數據序列后邊插入的尾部序列(S1)的長度按照從大到小次序依次進行排列，長度相同的就沒有次序之分。也就是說，所經歷的無線信道多徑時延大的用戶數據調度在前面的數據符號里傳輸，所經歷的無線信道多徑時延小的用戶數據調度在后面的數據符號里傳輸。由于參考信號符號(RS)是多個用戶共用的，因此，對于調度在最后一個數據符號的用戶，雖然多徑時延相對比較小，但為了保證該數據符號后面的參考信號符號有足夠長度的循環前綴，本文設計最后一個數據符號尾部序列(S1)的長度大于等于該數據符號后面的參考信號符號后面的第1個數據符號的尾部序列(S1)的長度。

圖3 上行鏈路尾部序列(S1)長度可變方案

圖4給出多個用戶采用時分復用方式尾部序列(S1)長度可變方案的一個例子。該例子中下行鏈路有7個用戶，每個用戶經歷的多徑時延不相同，其中用戶1(U1)和用戶2(U2)經歷的無線信道時延較大，因此分配了前4個數據符號給用戶1和用戶2，這4個數據符號的尾部序列(S1)長度比較長；用戶3(U3)、用戶4(U4)和用戶5(U5)經歷的無線信道時延較小，則分配了后10個數據符號給用戶3、用戶4和用戶5，這10個數據符號的尾部序列(S1)長度比較小；雖然這里的用戶5經歷的多徑時延比較小但由于占用了最末端符號，為了保證下一個參考信號符號后面的用戶在對該參考信號符號進行信道估計時有足夠的循環前綴長度，因此，增加了用戶5的尾部序列(S1)長度。在這里，每個用戶是根據實際需要使用合適長度的尾部序列(S1)，提高了系統整體的頻譜效率。

3 仿真研究

本節對提出的高頻場景候選新波形和5G現有波形DFT-s-OFDM進行峰均比PAPR、誤塊率(BLock Error Ratio, BLER)和功率譜密度(Power Spectral Density, PSD)性能仿真研究，這里命名高頻場景候選新波形為E DFT-s-OFDM(Enhanced DFT-s-OFDM)。

(1) PAPR：PAPR性能仿真參數如表1所示，仿真結果如圖5所示。從仿真結果可以看出，在互補累計分布函數(Complementary Cumulative Distribution Function, CCDF)等于10-4時，E DFTs-OFDM比5G現有波形DFT-s-OFDM的PAPR要低大約3 dB。為了進一步比較，如果令5G現有波形DFT-s-OFDM也引入相同的FDSS技術，則仿真結果顯示這兩種波形的PAPR就是相同的了。因此說明，在E DFT-s-OFDM波形中采用的FDSS方案可以很好地降低PAPR。

圖4 下行鏈路尾部序列(S1)長度可變方案

表1 仿真參數

圖5 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現有波形DFT-s-OFDM的PAPR性能比較

圖6 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現有波形DFT-s-OFDM的BLER性能比較

表2 仿真參數

(2) BLER：圖6是高頻場景候選波形與5G現有波形DFT-s-OFDM的BLER仿真結果，仿真參數如表2所示，載頻60 GHz，調制方式16 QAM，子帶帶寬24 RB，子載波間隔960 kHz, IFFT取4096點，信道類型為TDL-A信道[16](無線信道多徑時延大小為10 ns，多普勒頻移為10 Hz)。該仿真中，5G現有波形DFT-s-OFDM的每個時隙包含14個符號，其中第4個符號配置為解調參考信號(DeModulation Reference Signal, DMRS)，其余的配置為數據符號，每個數據符號配置8個PTRS用來估計相位噪聲，PTRS開銷大約為3%；該仿真中，高頻場景候選波形的每個時隙包含15個符號，其中第1個符號配置為DMRS，其余的配置為數據符號，每個數據符號的首部和尾部插入序列(S2和S1)長度分別為6和14，這個首部和尾部插入序列的開銷與該仿真中5G現有波形DFT-s-OFDM循環前綴的開銷相同，該首部和尾部序列(S2和S1)用來估計相位噪聲。由于該仿真中高頻場景候選波形沒有配置額外的PTRS開銷，因此在相同的時頻資源里，高頻場景候選波形傳輸的數據塊大于5G現有波形DFT-s-OFDM所傳輸的數據塊，也就是說，如果該仿真顯示的BLER相同，仍然可以證明高頻場景候選波形的頻譜效率大于5G現有波形DFT-s-OFDM的頻譜效率。如果考慮到尾部序列(S1)長度可變以自適應無線信道多徑時延量，則高頻場景候選波形的頻譜效率會更高一點。為了在PAPR相同的情況下對比BLER性能，該仿真中5G現有波形DFT-s-OFDM也采用了FDSS方案。

從仿真結果可以看出，當接收端沒有進行公共相位誤差(Common Phase Error, CPE)補償或進行了理想CPE補償時，這兩種波形的BLER都是相同的，這說明相位噪聲對高頻場景候選波形與5G現有波形DFT-s-OFDM的性能影響是相同的。當接收端利用首尾插入序列(S2和S1)或者PTRS來估計相位噪聲并進行CPE補償時，高頻場景候選波形的BLER性能明顯好于5G現有波形DFT-s-OFDM，并且接近理想CPE補償時的性能。這是因為高頻場景候選波形首尾插入序列(S2和S1)的元素個數(該仿真中元素個數為6+14=20)要大于5G現有波形DFT-s-OFDM每個數據符號配置的PTRS個數。高頻場景候選波形沒有配置額外的PTRS開銷，其相位噪聲估計效果就已經接近理想的CPE估計，如果再配置少量的PTRS，則可以進一步提升相位噪聲補償效果。因此，本文提出的高頻場景候選波形更適合大相位噪聲的高頻場景。

(3) PSD：本文設計的高頻場景候選波形方案不但具有更低的PAPR和更好的相位噪聲估計能力，而且還能很好地降低帶外泄漏。這是因為本文設計的高頻場景候選波形方案中，在一個時隙內的每個符號的首部和尾部序列(S2和S1)都是相同的，這樣保證了符號之間時域信號的連續性，因此帶外泄漏就比較小。

圖7是高頻場景候選波形與5G現有波形DFT-s-OFDM的功率譜密度仿真結果，仿真參數與表2相同。從仿真結果可以看出，高頻場景候選波形的帶外泄漏明顯小于5G現有波形DFT-s-OFDM。

圖7 高頻場景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現有波形DFT-s-OFDM的PSD比較

4 結束語

本文以DFT-s-OFDM波形為基礎，通過增強和優化，設計了一種高頻場景候選波形方案(E DFT-s-OFDM)。該候選波形增強設計了基本符號結構、發射端結構和接收端結構，并且根據時域數據基本符號結構特點設計了尾部序列長度可變的上行和下行鏈路方案。相比于5G現有波形方案，該高頻場景候選波形方案具有更高的頻譜效率。同時，性能仿真研究證明了該高頻場景候選波形方案峰均比低、相位噪聲估計效果好，可以很好地解決高頻場景面臨的主要問題。而且，該高頻場景候選波形方案的帶外泄漏也很小。因此，該高頻場景候選新波形方案(E DFT-s-OFDM)是未來高頻場景中極具有競爭力的一種新型候選波形方案。