某型接收機相位補償電路分析

石淑娟 趙曉強 李珍珍 張莉/國營洛陽丹城無線電廠

0 引言

目前，單脈沖測角原理已經廣泛應用于各種雷達型制導系統[1]。在雷達系統中，采用單脈沖和差波束得到目標的角位置信息，其中角誤差信息作為目標偏離天線的開環指示，或作為伺服系統的輸入控制天線轉向，完成雷達對目標的閉環跟蹤。在這個二維測角系統中，和差運算產生的和信號、俯仰信號和方位信號在各自的信道中被放大、濾波，系統對和差信號進行歸一化處理、和差比相后實現二維測角。

某型裝備采用了相位和差單脈沖測角原理，通過對天線上4 個偏軸子波束進行和差運算，獲得目標在空間的俯仰角和方位角。要得到角誤差信息，需對和差波束接收機的輸出信號作歸一化處理運算，并將歸一化的和差信號轉化為失調角（目標偏離波束瞄準軸的偏移量）。由于各種因素的影響，導致三通道接收機接收通道間的幅相特性不一致，因此利用和差信號的歸一化值得到的角誤差存在誤差。如果通道的不一致性使測角誤差超過了精度允許范圍，就必須予與調整補償。研究表明：單脈沖天線接收信號進行相位比較，要求和通道與差通道正交，且三路幅相一致，即三路的放大量和相移量應高度一致；由于和差通道存在幅度和相對相位差，必然導致測角出現誤差。為此，必須通過移相電路來補償通道間的幅相不一致 性[2]。

1 接收機幅相一致性影響因素分析

1.1 影響接收機幅度一致性的因素

在接收機三個通道中，影響傳輸信號幅度不一致的主要因素來自各級放大器傳輸特性曲線的不一致，特別是當接收機的輸入信號幅度從靈敏度一直增大到過載的整個動態范圍過程中，三個通道的多級放大器增益很難始終保持一致。從圖1 可以看出，在輸入信號幅度小于A 點的范圍內，放大器的輸出是隨著輸入信號的幅度增大而增大，傳輸特性呈線性關系，增益基本不變。但當輸入信號幅度大于A 點后，由于放大器輸出幅度的增大導致加載增益控制端的控制電壓提高，放大器的增益下降，因此A 點為放大器的穩定點。接收機在設計各級放大器時加入了電位器，可以調整放大器的增益，保證在接收機調試時可對幅度的一致性進行調整。

圖1 放大器特性曲線

1.2 影響接收機相位一致性的因素

接收機的放大器除了對三路傳輸信號的幅度一致性影響較大外，同樣對傳輸信號的相位一致性有較大影響。其次，在接收機整個系統中，影響相位一致性的還有各級濾波器。當信號通過濾波器時，信號的相位延遲基本上與頻率變化成線性關系，但是接收機在對目標進行多普勒頻率跟蹤的過程中，會產生一個剩余的失諧頻率Δf，同時接收機在工作過程中也會由于環境溫度的變化而產生來自本振頻率的漂移。上述所有頻率的變化都會引起信號相位的變化。在多次變頻的接收機中，安裝多級濾波器對信號進行選通濾波，如果同一組濾波器的頻相特性曲線差別過大，將導致三路傳輸信號的附加相移不一致，從而增大三路輸出信號相位的不一致度。

1.3 解決幅相不一致性的措施

為了解決接收機三路傳輸信號幅度相位的不一致性問題，通常采取三個方面的措施。一、嚴格挑選接收機放大器傳輸特性和AGC 受控特性，將特性曲線一致的放大器歸為一組，一般要求三只一組；二、對于各級濾波器的幅頻及相頻特性進行挑選測試，將特性曲線一致的相同濾波器每三只配成一組；三、在整機聯調時，設計幅度相位調整控制電壓（通常由計算機實現），對接收機的幅相一致性進行調整。某型接收機兩個差路信號的幅度控制是通過導引頭計算機送來的兩路編號分別為DA1 和DA2的控制電壓進行調整的，在壓控移相電路輸入端施加線性變化的控制電壓，電壓范圍為-7 ～7V，以彌補相位影響。

2 某型接收機移相電路分析

某型接收機幅度和相位補償電路采用了變跨導相乘器。變跨導相乘器主要用于實現調制、解調、混頻、鑒頻和鑒相功能。

2.1 變跨導相乘器介紹

變跨導相乘器由帶恒流源的差分對放大電路演變而來，變跨導相乘器[3-4]的電路形式是利用簡諧振蕩規律改變晶體管或場效應管的工作點，從而改變其跨導的時變跨導電路。乘法器屬于非線性電路，許多文獻都對其進行過分析，分析的基礎是PN 結電流方程，但在分析前已經進行了假設，即輸入的兩路信號都是很小的（即輸入電壓相對于電壓溫度當量很小[5]）。這樣，晶體管的集電極電流就與輸入電壓近似成為線性關系，從而實現其乘法器的功能，但對于輸入信號較大的情況卻很少分析。本文分析相乘器的一般特性。圖2所示為差分對電路，設iC1、iC2分別是VT1 和VT2 的集電極電流，uBE1、uBE2分別是VT1 和VT2 的基射極電壓，則 有

由公式（2）可知：

1）輸出交流電壓uo與輸入電壓uI呈非線性（雙曲正切函數）關系，與恒流源I0呈線性關系。

2）uI很小時，tanh（uI/2UT）約等于uI/2UT，輸出電壓uo與輸入電壓uI可以近似為線性關系，這與文獻中的分析結論是一致的。

3）uI很大時，電路呈限幅狀態，晶體管工作接近開關狀態，可以應用于高速開關電路。

2.2 某型接收機移相電路分析

某型接收機移相電路如圖3 所示，fga 和fgb 為兩路處于正交狀態（相位相差90°）的輸入信號，Δ1Lof 和Δ1Loz為兩路相位控制電壓（指令）輸入端；LO1f 和LO1z 分別為兩路相對于輸入信號產生了相位移的輸出信號。計算機通過移相電壓DA1/Δ1_Loz 和DA2/Δ1_Lof 控制本振信號fg（fg=fga-fgb）。

圖2 差分對電路

圖3 某型接收機移相電路

1）某型接收機移相電路理論計算

圖3 中的晶體管VT37 和VT38、VT06 和VT39 分別構成兩個微恒流源。設晶體管共基極交流電流放大系數α≈1，IR為晶體管VT38（或VT39）的發射極電流，則微恒流源的輸出電流I0滿足方程：

2UT·lnIR/I0=（2I0-IR）·RRP3C（3）

這是一個超越方程，通常用圖解法或累試法求解。在進行電路設計時，可以根據需要的I0和IR求解電阻RP3C 的值。

設： 流 過 電 阻RP4G 和RP4F 的電流分別為i1和i1；三極管VT01、VT02、VT03 和VT04 的集電極電流分別為i01、i02、i03和i04；三極管VT06 和VT37 的集電極電流分別為i06和i07；經過電容C90 和C91 輸出電流為i0；微恒流源電流為I′0=I0。則：

從公式（6）可以得出：輸出電流i0與本振ufg和移相控制電壓差（ulozulof）呈非線性關系。但是，由于ufg遠小于電壓溫度當量UT，而移相控制電壓差（uloz-ulof）通常又大于電壓溫度當量UT， 公 式（6） 可 以 近 似 為：

圖4 移相電路的控制曲線圖

即輸出電流i0與本振信號ufg呈線性關系，與移相控制電壓差（uloz-ulof）呈雙曲正切函數關系。

由此可以得出結論，計算機控制電壓與調相電路輸出信號相位差呈反雙曲正切函數關系：

2）某型接收機移相電路幅相特性測試

對fga 和fgb 端口加載本振信號，對移相電路的相位移控制指令Δ1Lof和Δ1Loz 加載從-7V 到+7V 依次變化的直流電壓，對其相位特性進行測試，根據測試數據繪制出控制曲線，如圖4所示。從中可以看出，當控制電壓由-7V到+7V 依次變化時，兩路輸出信號的相位移分別向相反的方向變化，呈線性關系，其曲線趨勢落在理論計算公式的線性部分，相位最大變化范圍為±75°（150°）左右，且相位移的線性度較好，基本上是控制電壓每變化1V，相位差變 化10°。

3 結論

通過對單脈沖比相測角系統的分析，得到影響雷達接收機幅相一致性的因素，并分析了解決幅相不一致性的措施，對移相電路進行了理論計算和實際測試，得出了某型接收機相位和幅度不一致的補償方法，對接收機設計的分析研究有借鑒意義。