基于STM32單片機控制的異步電機變頻調速設計

袁潔儀，仲毅凱，蔣小輝

（三峽大學科技學院 機電系，湖北 宜昌 443002）

0 引 言

與各種降壓軟啟動器相比，變頻調壓軟啟動具有良好的動、靜態性能，能夠實現軟啟動器的所有功能，且具有功率因數高、啟動電流小的優點[1]。本文以STM32單片機作為主控單元產生SPWM控制脈沖實現變頻，完成電機調速，具有成本低、結構簡單、精度及可靠性高等特點。

1 控制策略

交直交變頻器簡稱VVVF電源，由AC/DC和DC/AC兩類基本的變流電路組合形成，優點在于輸出頻率與輸入電源獨立。目前，對于VVVF系統的控制策略主要有恒壓頻比控制、轉差頻率控制、矢量控制和直接轉矩控制，其中恒壓頻比控制方式最為簡便。國內外在牽引機車控制系統普遍采用的是VVVF（恒壓頻比）[2]，因此本次設計中也采用該方法。

1.1 恒壓頻比控制原理

三相異步電機的轉速受轉差率、極對數以及電源頻率影響，且對于VVVF系統而言，改變電源頻率是方便的，為此通常控制電源頻率的變化來控制電機轉速的變化。若線圈電壓恒定，改變頻率后，回路中的磁通量會隨著頻率的下降而上升，易導致磁路飽而燒毀電機。所以，電壓、頻率同步聯動改變可保障電機在正常工作的條件下轉速可調。

1.2 異步電機的變頻特性

由電力拖動的知識可知，恒氣隙磁通的異步電機電磁轉矩可表示為：

由于采用恒壓頻比控制，當電機轉速處于正常運行時，此時轉差率s較小，因而R'r遠大于其他項。將分母上帶s項的部分均舍去，則轉矩可近似表示為：

由此可知，電機在正常運行狀態下或是基頻以下時，采用恒壓頻比控制，可使得輸出轉矩恒定。但是，當ω1過小時，臨界轉矩也會很小，此時可維持頻率不變，即設定頻率下限；或適當提高電壓，作為低頻補償來維持帶載能力。

同時，當電機的頻率高于額定頻率達到某一限度時，若仍采用恒壓頻比控制，會使電壓過大而破壞電機絕緣性能引發事故，故應采用恒壓變頻控制。此時，電壓恒為UN，且電機在正常運行時轉差率s很小，可得到轉矩近似表達式：

綜上，當變頻器輸出頻率在基頻以上時，采用恒壓變頻調速，使得電機處于恒功率運行；當變頻器輸出頻率在基頻以下時，采用恒壓頻比調速，使得電機處于恒轉矩運行狀態。

1.3 恒壓頻比控制具體流程

本設計采用STM32F103型單片機作為主體控制單元。它采用Cortex-M3內核，CPU最高速度達72 MHz，能夠出色完成設計中變頻器所需的所有計算，具體控制流程如圖1所示。

圖1 主體控制流程

通過外部按鍵可輸入變頻器的輸出頻率，當變頻器正常啟動時，采樣主電路的電流與電壓，將信號直接反饋到STM32自帶的A/D轉換模塊，后對信號進行積分與絕對值變換后得到控制數據[3]。此時，對比已經在MCU內部存儲的波表輸出對應的SPWM波形，完成實驗系統變頻調速的目的，而電機的當前轉速會通過液晶顯示器實時顯示。當系統出現故障時，MCU會輸出報警信號，停止發出SWPM信號。

2 單片機控制的變頻器單元

2.1 變頻器主電路設計

變頻器主電路設計采用交-直-交變頻的VVVF設計，具有變頻范圍廣、功率因數高以及控制精準等優點，被廣泛應用于實際生產。VVVF包括整流電路、濾波電路、逆變電路、限流電路及制動電路。

2.1.1 整流電路

為了提高功率因數，節約制造成本，整流電路采用6個二極管相互并聯組成不可控三相整流電橋。

2.1.2 濾波電路

為了進一步消除整流電路中產生的諧波干擾，提高系統功率因素，設計中濾波電路采用一階R-C濾波回路。它的構造簡單、造價低廉且設計難度較低。

2.1.3 逆變電路

為了實現更高頻率的控制輸出電壓的波形，使變頻器精度更高，設計中采用6個高頻場效應管（MOSFET）相互并聯組成三相逆變橋電路。該回路為變頻器核心部分。

2.1.4 限流電路

為了防止上電瞬間濾波電容充電形成的浪涌電流損壞整流電路，設計中采用限流電阻和可關斷晶閘管組成限流電路，使浪涌電流產生的沖擊消耗在電阻上，從而減小對其他系統的影響。

2.1.5 制動電路

制動電路由制動電阻R與開關管（IGBT）構成。當開關管導通時，后方逆變電路被短路，系統能量被電阻R消耗。該部分主要用于能耗制動電機，既可避免過高的泵升電壓損壞變頻器，也可用于特殊情況下緊急制動使用。

2.2 變頻器控制電路設計

設計中使用STM32F103單片機作為主控單元，具有體積小、重量輕、運算快且價格便宜等特點[4]。在實際生產中，它最高72 MHz的工作頻率可以出色地使用規則采樣法生成所需的SPWM波。同時，為保護單片機本身不受到外界電路的干擾，在單片機與IGBT驅動器之間加入光電耦合器6N137，使得控制回路與主電路間隔離，如圖2所示。

圖2 變頻器采樣電路圖

2.3 變頻器采樣電路設計

由于交直交變頻器實質是對原有電能的控制與改變，為此采用高精度、快響應的采樣電路來實時監控，反映出主電路的電壓數值和電壓波形的變化是提升變頻器整體性能的關鍵。

在信號采集的前端信號變換模塊，首先考慮信號質量與隔離措施。本文采用4個二極管串并聯（電橋電路）的形式，使得采樣點測得的數據十分穩定，并在單片機接入端光電耦合器6N137。其次，對于接收儀器的適配范圍需要精細設定，如采樣信號的電壓允許變化范圍不能超過接收儀器允許范圍的3倍，同樣遠小于接收儀器允許范圍的3倍的設計也是不合理的。最后，采樣阻抗的取值配比需要合理防止因阻抗不匹配造成的接收儀器損壞、采樣電路崩潰等現象。

2.4 變頻器保護電路設計

圖3為保護裝置的工作原理。故障時，該電路使得即使系統中有較高過電壓亦不會損害系統主體和相關人員的人身安全。此外，它的結構簡單、運行高效且價格低廉，具有實際的工程價值。

圖3 變頻器保護電路圖

3 SPWM控制技術

SPWM全稱為Sinusoidal Pulse Width Modulation，即正弦脈沖寬度調制技術。由采樣控制理論可知，沖量相等的窄波脈沖在慣性環節上的累積效果是一致的。因此，可通過構造按正弦波面積變化的等幅不等寬的矩形脈沖，使得逆變器輸出正弦波電壓。由文獻[4]可知，使用SPWM控制可改善諧波分量，明顯提高電源利用率，所以它廣泛應用在各類逆變場合。

以三列等幅同頻相位各差120°的正弦波作為信號波，以高頻的三角波作為載波，經比較器后輸出。由于所加載波為雙極性，所得一組信號通過取反后，可控制兩組IGBT。而阻感性負載作為輸出的慣性環節，抑制電流的突變，一定程度上使得輸出波形與正弦波更加近似。圖4為通過自然采樣法在Simulink仿真下得出的結果。由于開關器件的通斷由調制波與載波的交點決定，通過Simulink仿真得出SPWM的調制波形，可記錄下各個取樣點維持高電平的時間矩陣[5]。即提前計算開關角的數值波表，將波表存儲在MCU中；待使用時，對照波表發出指定長度的脈沖寬度，即可輸出與自然調制法一致的SPWM波形。同時，若需對輸出波形的電壓做出改變，可同時乘除所有數值，等效于在自然采樣法中改變信號波的幅值；若需對輸出波形的頻率進行改變，可同比例增減每個數值的大小，等效于在自然采樣法中改變信號波的頻率[6-7]。

圖4 利用Simulink仿真的SPWM調制波形

同時，為了提高功率因數，利用MATLAB提前采用消除指定次數諧波的PWM（SHEPWM）控制技術計算出對應的波表（同樣按照上述的變換），可更好地提高工作效率。目前，該方法已被文獻[6]證實確實具有可操作性。

4 結 論

本文采用STM32F103單片機利用SPWM技術實現對三相恒壓頻比的變頻器設計，具有集成度高、使用方便、成本低廉以及運行可靠等特點，并在以下3方面有了較大改進。

（1）相較于傳統使用PWM控制芯片（EG3525）作為主控單元，可使系統更新調節更方便，保密性更高，同時人機交互更加完善，滿足工程應用中對可靠性、安全性以及低成本的需求。

（2）對變頻器的采樣、保護單元給出實際的電路原理圖以及具體的元件參數設計，與文獻[7]相比，本文增加的制動、過流的保護電路，使得系統在硬件成本較低的條件下仍能穩定安全運行。

（3）利用MATLAB仿真將提前運算的波表存儲至MCU，可大幅降低單片機所需處理的數據，提高運算速度和系統靈敏性。同時，通過對MATLAB仿真的波表，可提高電能質量，使得功率因素高、啟動電流小，降低了變頻器控制電機時產生的擾動與諧波污染。