一種適合低壓大電流輸出的多路交錯LLC諧振變換電路

包爾恒

（廣東水利電力職業技術學院，廣東 廣州 510925）

0 引 言

LLC諧振變換器作為DC/DC變換拓撲，與其他如移相全橋、雙管正激、全橋和半橋硬開關相比，在合理的設計條件下具有以下優勢和特點。第一，可以得到較寬的輸出電壓范圍，且幾乎全負載范圍實現ZVS。在開關頻率低于諧振頻率時，開關管關斷電流為勵磁電流，可以通過勵磁電感量進行控制。此外，副邊整流二極管電流自然過零，幾乎沒有反向恢復。這些特點有利于優化效率。第二，額定輸出狀態可以設計在諧振頻率處，而正弦電流波形使開關頻率的高次諧波分量很小，且工作頻率低于諧振頻率時，副邊整流二極管幾乎沒有反向恢復，大大減輕了由此造成的輻射問題，有利于EMI的設計。第三，副邊不用體積較大的差模電感進行濾波，節省了體積和成本。

在低壓大電流輸出電源裝置中，采用單一的LLC諧振變換電路，存在輸出端電流脈動過大的問題，需要過多的電容來濾除輸出電流脈動。過多電容的電路基本上僅是理論可行，一是需要的空間和體積大，成本高；二是因工程上布局布線的空間限制而存在可靠性瓶頸，會造成最靠近副邊整流管（二極管或同步整流MOSFET）的電解電容過熱，使得可靠性存在很大隱患。

針對上述問題，本文提出一種采用LLC諧振DC-DC變換，通過多路交錯（本文以星型連接方式的原邊LLC電路六路高頻交錯，副邊為12路交錯的電路結構，輸出20 V/1 000 A為例）的電路拓撲結構，可有效解決上述問題，具有高效、高功率密度、低成本以及高可靠性等優勢。

1 電路結構及控制策略

LLC諧振變換器有半橋結構、全橋結構以及三電平結構等，基本工作原理類似。以半橋LLC諧振變換器為例，電路結構如圖1所示，頻率-增益特性如圖2所示（直流增益G*dc=2nM=2nUo/Ui）。

圖1 單相半橋LLC主電路

頻率-增益特性表達式為[1]：

圖2 LLC諧振變換器頻率-增益特性

式中，Uo為輸出電壓，Ui為輸入電壓，Qs為品質因數，Re為副邊折算到原邊的負載阻抗，n為原副邊匝比，Po為輸出功率。

對于交錯并聯LLC諧振變換器，現有很多相關文獻研究[2-3]。三相星型諧振變換器如圖3所示。

圖3 三相星型交錯LLC諧振變換電路

三相星型交錯并聯LLC諧振變換的等效電路，如圖4所示[3]。

根據三相星型聯結電路原理，有：

圖4 星型交錯并聯LLC諧振變換器等效電路

其中，Zk、Zrk及Zmk（k=1、2、3）的計算表達式如下：

它的分析方法和三相星型聯結電路原理類似[4]，每一相變換等效電路如圖5所示。

圖5 諧振變換器等效電路圖

諧振腔輸入電壓和變壓器副邊電壓為階梯方波，圖6中變壓器原副邊匝比為10:1，幅值分別是輸入電壓Vin和輸出電壓Vo的2/3，臺階電壓為其峰值的一半。

Vi_FHA和Vo_FHA分別是諧振輸入電壓和變壓器副邊輸出電壓的基波幅值，開關周期為T，按奇函數計算其基波幅值：

圖6 變壓器原副邊電壓波形

所以，諧振腔的增益與輸入和輸出電壓的關系為：

設變壓器副邊電流峰值為Irect，它與輸出負載的關系為：

變壓器副邊等效負載電阻為：

根據變壓器原副邊功率關系，計算原邊等效電阻為：

從而可得增益M如式（1）所示（不同之處是這里分子為1）。原邊諧振電流有效值為：

圖7為提出的多路交錯并聯LLC諧振變換電路結構。原邊采用LLC諧振變換電路，共6橋臂，即六路交錯，其中分成兩個星型連接（為了磁性器件的進一步小型化和離散化，也可以采用變壓器原邊串、副邊并的方式），副邊采用全波整流方式，從而輸出整流為12路交錯。這種多路交錯輸出，顯著降低了輸出電流脈動。若效率要求不高，可以選用肖特基二極管整流。更高效率要求時，則可采用MOSFET同步整流。圖7主要是為了驗證電路方案對輸出電流脈動的顯著改善，因此采用了二極管整流方式。

圖7 多路交錯并聯的LLC諧振變換電路結構

電路各開關的驅動控制時序如下：（1）每一個星型連接的3橋臂，其驅動信號相位相差120°；（2）兩個不同的星型連接，其驅動信號相位相差30°；（3）每一橋臂上下管驅動信號互補。

2 仿真研究

2.1 單路LLC諧振變換器輸出電流紋波

下面以如圖8所示的單路全橋LLC諧振變換器的輸出電流紋波為例進行仿真分析。電路參數：輸入400 V DC，輸出20 V DC/1 000 A。仿真模型參數：Lr=22 μH，Lm=180 μH，Cr=117 nF，n=20（變壓器原副邊變比20:1:1）。輸出電壓電流仿真效果如圖9所示。

圖8 單路全橋LLC諧振變換器

圖9 輸出電流電壓仿真效果圖

從圖9可以看出，輸出脈動電流變化幅值約1 500 A，脈動電流很大，需要的輸出濾波電容容量和數量甚多，從體積、成本和可靠性考慮均不合適。

2.2 多路交錯并聯LLC輸出電流紋波

以單極性輸入電壓為例（輸入電壓也可以為正負電壓的方式，如目前三相交流輸入時直流母線常見的±400 V的方式，電路各開關的驅動控制時序不變），輸入為+400 V DC時，原邊6個橋臂都接在400 V DC和地電位之間，6個橋臂上、下管驅動互補，構成星型連接的3個橋臂驅動依次相差120°相位。對圖7多路交錯并聯的LLC電路進行仿真，仿真模型參數設置如下：Lr=22 μH，Lm=180 μH，Cr=117 nF，n=10:1（變壓器原副邊變比10:1:1）。

輸入為400 V DC、輸出20 V DC/1 000 A條件下，圖10為輸出電流脈動仿真效果局部顯示圖。

圖10 輸出電流脈動仿真局部圖

從圖10可以看出：輸出脈動電流變化幅值不到40 A，脈動電流很小，大大減小了需要的輸出濾波電容容量和數量，使得體積和成本顯著減少，基本不存在因布局布線空間過大引入的可靠性隱患。

基于上述電路拓撲結構，選擇較低損耗的變壓器磁芯、原邊MOSFET和同步整流MOSFET，理論估算轉換效率可以達到99%及以上，同時解決了目前輸出低壓大電流電源的技術瓶頸。該電路在控制上需采用數字控制技術，并采用合適的數字信號處理芯片，可實現靈活控制，具有高效、高功率密度以及低成本等優勢，并有利于實現批量產品化。

3 結 論

在低壓大電流輸出電源裝置中，傳統的移相全橋電路和單一LLC諧振變換器各有其難以克服的缺陷。采用提出的多路交錯LLC諧振變換電路，可以大大降低輸出電流脈動，減小輸出濾波電容的容量和數量，提高電路的可靠性和功率密度，從而解決將LLC諧振變換電路應用于低壓大電流輸出時的技術瓶頸，大大提高變換效率、功率密度和可靠性。