一種E波段耦合微帶線和矩形波導轉換的設計

王 健，孫澤月，張力維，王曉鵬，姚武生，2

(1.博微太赫茲信息科技有限公司 太未來實驗室，安徽 合肥 230088；2.中國電子科技集團公司第三十八研究所，安徽 合肥 230088)

0 引言

近些年，隨著5G通信、77 GHz汽車雷達[1]和人體安檢等行業的發展，毫米波系統越來越受到大家的關注。與常見的射頻電路和微波電路相比，毫米波電路的尺寸更小，集成度更高，電路之間的耦合及表面波的問題更為突出。為了降低毫米波系統出現電磁兼容問題的幾率，在PCB和MMIC中，常用耦合微帶線代替常用的微帶線或共面波導等平面傳輸線[2-4]。耦合微帶線雖然能夠降低電路間的耦合、增加系統的抗干擾能力，但常用儀器設備的接口與耦合微帶線不匹配，需要進行接口轉換。

目前耦合微帶線有2種常見的測試方法[5-6]：一種是耦合微帶線轉換為2根微帶線，然后用探針臺通過2根微帶線表征耦合微帶線的特性；另一種是將耦合微帶線轉換成一種便于測試傳輸線，一般使用巴倫結構將耦合微帶線轉為微帶線或共面波導，然后再將微帶線或共面波導轉換成同軸接口或波導接口。第1種測試方法主要針對MMIC的測試方法，不便于PCB的測試，且對于板級測試成本太高。第2種測試方法比較適合測試板級耦合微帶線特性，但中間轉換結構多，且常見的巴倫結構帶寬窄，在毫米波頻段，尤其是50 GHz以上巴倫的設計難度很高。

本文在第2種測試方法的基礎上設計了一種E波段轉換結構，省去中間的多種傳輸線轉換，通過使用集成鰭線結構直接將矩形波導和耦合微帶線進行轉換，同時能夠很好地抑制耦合微帶線的共模。

1 轉換結構設計

耦合微帶線是由2根或多根彼此靠得很近的微帶線構成的導行系統，本文使用的是2根對稱放置側邊相互耦合的微帶線。它有差模和共模2種模式，這2種模式可以同時在傳輸線上傳輸，但只有耦合微帶線的差模是減少系統電磁兼容問題所需要的模式。耦合微帶線差模和共模的電場分布如圖1所示。耦合微帶線差模的電場被束縛在頂層2個金屬帶線之間和介質板中，只有金屬邊緣部分電場輻射到空間中，而共模金屬帶線上面的電場很多都輻射到空間內，共模與其他相鄰傳輸線的耦合度以及表面波問題都比差模嚴重[7-9]。所以在毫米波電路中，耦合微帶線常用的工作模式是差模。

圖1 耦合微帶線的電場分布Fig.1 Electric field distribution of coupled microstrip lines

集成鰭線結構是Meier于1974年作為毫米波集成電路的低損耗傳輸線而提出的一種準平面傳輸線，特別適合用作30～100 GHz之間的傳輸媒介。鰭線是置于TE10模矩形金屬波導E平面的槽線，分為單側鰭線、雙側鰭線、對脊鰭線和絕緣鰭線4種結構，如圖2所示。安裝時，波導上下寬壁的厚度應設計成λ/4，使基片在波導壁上相當于短路，鰭線的波長比微帶線長，因而加工制造比較容易，加工公差要求低，在毫米波頻段內都容易用標準矩形波導過渡，而且損耗很低[10]。對脊鰭線常用于微帶線和矩形波導的轉換[11-12]，它在E平面的不對稱性限制了單模的帶寬。雙側鰭線的電場主要集中在2個金屬帶線之間，絕緣鰭線只有一個金屬帶線，這2種鰭線的電場與耦合微帶線差模的電場相差很大，很難實現電場的匹配。而單側鰭線的電場與耦合微帶線的電場最為相近，因此選擇單側鰭線作為耦合微帶線和矩形波導的轉換形式。

圖2 鰭線的分類Fig.2 Classification of fin lines

利用鰭線的特性設計了一種耦合微帶線和矩形波導的轉換，轉換結構示意和區域劃分如圖3所示。

圖3 轉換結構示意和區域劃分Fig.3 Schematic diagram of transformation structure and region division

PCB的板材選用羅杰斯4350，介電常數為3.66，厚度為254 μm，矩形波導為E波段標準波導WR12，PCB放置在矩形波導E面中心，有2排沿著波導壁排列的接地孔連接PCB頂層和底層的導體，與波導壁形成電壁。接地孔與波導壁之間存在一定的距離，形成凹槽，對轉換結構的帶寬影響很大。在PCB的頂層，2根耦合金屬帶線外側通過半圓結構與波導側壁相連，金屬帶線的內側通過對稱的漸變曲線連接到矩形波導側壁。在PCB底層，伸入波導內部的結構整體呈錐形結構，兩側是通過半圓結構與波導壁連接，中間的錐形由2條曲線相對形成。PCB底層和頂層4個半圓的相對位置主要是用來調節轉換結構的諧振點，底部的錐形結構用來匹配耦合微帶線的阻抗和矩形波導的阻抗，實現2種傳輸線的阻抗匹配。

轉換結構中曲線常用的形式有指數、余弦平方和拋物線型等。本文使用的曲線形式是多點擬合的曲線，相比較其他的鰭線形式，靈活性強，在調節過程中的自由度大，可以分段調試，能快速匹配耦合微帶線和矩形波導。根據轉換結構的電場分布，將轉換結構分為圖中的4個區域：耦合微帶線區(區域 Ⅰ)、阻抗匹配區(區域Ⅱ)、電場匹配區(區域Ⅲ)和矩形波導區(區域Ⅳ)4部分，如圖4所示。

圖4 轉換結構各區域的場分布Fig.4 Field distribution in different regions of the transformation structure

區域Ⅰ的電場為耦合微帶線的差模電場。在區域Ⅱ中耦合微帶線的地面逐漸減小，差模垂直方向的電場開始旋轉[13-15]，在區域Ⅱ和區域Ⅲ的邊界處，耦合微帶線垂直方向的電場變為水平方向，指向變為從一個金屬帶線指向另外一個金屬帶線，而波導中其他部分電場也以相同的方向從波導壁的一側指向另一側，隨著與介質基板的距離增加而逐漸減弱，在區域Ⅲ中旋轉后的電場與矩形波導的主模TE10電場通過介質基板漸變的金屬帶線與矩形波導的電場匹配。在整個轉換結構中，不但矩形波導的電場和耦合微帶線差模的電場實現匹配，同時也將波導的阻抗與微帶線差模的阻抗相匹配。

2 仿真和測試

根據轉換結構建立耦合微帶線轉波導的仿真模型，經過優化仿真后，多點擬合的轉換結構總長度為4.1 mm，耦合微帶線轉矩形波導的仿真結果如圖5所示。

圖5 耦合微帶線轉波導的仿真結果Fig.5 Simulation results of coupled microstrip line- to-waveguide

在整個頻段內，矩形波導端口和耦合微帶線差模的回波損耗在11 dB以上，在77 GHz附近，回波損耗更是達到20 dB以上，而整個E波段內耦合微帶線的共模回波在1.2 dB以內。耦合微帶線差模和波導主模的傳輸損耗在0.8 dB左右，對共模的抑制度大于56 dB，說明矩形波導輸入的總能量約有83%傳輸到耦合微帶線的差模，約有百萬分之三傳輸到共模。在整個E波段，耦合微帶線的2根金屬帶線的幅度差約為0 dB，相位差在180°±1°以內，說明耦合微帶線此時的工作模式為差模，矩形波導和耦合微帶線差模匹配良好，同時對耦合微帶線的共模抑制很高。

耦合微帶線無法直接測量，為了驗證該轉換結構，設計了一個背靠背的耦合微帶轉波導結構，仿真及實物如圖6所示。PCB被包裹在金屬殼體內部，整個仿真模型大致分為耦合微帶線、轉換結構和波導3部分。為了方便加工和組裝，矩形波導的E面和PCB的頂層金屬齊平。加工時腔體沿著波導E面中心切割成兩部分，上部分包含波導腔和PCB的上腔，下部分包含波導腔和PCB的裝載腔。為了驗證耦合微帶線長度對轉換結構駐波的影響，制作了10，30 mm兩種長度的耦合微帶線。

圖6 背靠背的耦合微帶轉波導Fig.6 Back-to-back coupled microstrip line-to-waveguide

矢量網絡分析儀常用的擴頻模塊是V波段和W波段，一般測量該轉換結構需要用E波段轉V波段的波導轉換和E波段轉W波段的波導轉換，本文使用E波段的擴頻模塊直接測試耦合微帶線轉波導結構，仿真結果和實測數據的對比如圖7所示。在60～85 GHz，2種長度的轉換結構仿真和測試的回波損耗都在10 dB以上；在74～77.5 GHz，回波損耗在20 dB以上。整個E波段內的插入損耗，10 mm的耦合微帶線仿真結果為0.8～2.6 dB，測試結果為1.4～3.9 dB，30 mm的耦合微帶線的仿真結果為1.6～5.3 dB，測試結果為3～5.9 dB。從駐波的對比看，仿真和測試的結果一致性很好。但在插入損耗上，測試的結果比仿真高0.6～1.6 dB，這是由于在加工、裝配和測試過程中都存在一定的誤差，另外仿真時所用的介電常數和損耗角正切是在10 GHz的測試結果，在E波段介質基板的介電常數是未知的，都會導致測試的插入損耗比仿真的結果高。

圖7 仿真和實測對比Fig.7 Comparison of simulation and actual measurement

將2種長度耦合微帶線背靠背轉換結構的插入損耗相減，得到20 mm長度耦合微帶線的插入損耗，然后用10 mm長度耦合微帶線背靠背轉換結構的插入損耗減去20 mm長度耦合微帶線插入損耗的一半，最終得到轉換結構的插入損耗如圖8所示。在60～82.5 GHz，轉換結構的插入損耗在0.25～1 dB，在82.5 GHz迅速上升到1.6 dB，然后下降到1 dB，這是由于鰭線結構在改頻點附近產生了高次模，導致插入損耗增加。

圖8 轉換結構的插入損耗Fig.8 Insertion loss of transformation structure

3 結束語

本文設計了一種E波導的耦合微帶線和矩形波導轉換的結構，該轉換結構可以將耦合微帶線的差模和矩形波導的主模TE10匹配，同時能夠對耦合微帶線的共模有很高的抑制。除了在86 GHz附近，在整個頻段內轉換結構回波損耗在10 dB以上，尤其是在74～77 GHz可以達到20 dB以上，且回波損耗受耦合微帶線的長度影響很小，在60～82.5 GHz，插入損耗在0.6±0.4 dB，該轉換結構可以用來測量差分饋電的微波器件和天線。

該結構可以有效地解決耦合微帶線差模的測試問題，但在實際使用中，耦合微帶線若出現轉彎現象，這對兩金屬帶線的相位和幅度差值影響很大，因此當這種轉換結構和轉換的耦合微帶線互聯工作時，需要做進一步改進。