微波光子鏡頻抑制混頻系統(tǒng)及芯片技術(shù)

潘時龍/PAN Shilong

（南京航空航天大學雷達成像與微波光子技術(shù)教育部重點實驗室，中國 南京 210016）

(Key Laboratory of Radar Imaging and Microwave Photonics, Ministry of Education, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016, China)

經(jīng)過近百年的發(fā)展，基于電子技術(shù)的微波混頻器已成為目前雷達、通信、傳感、衛(wèi)星等微波系統(tǒng)中最基礎(chǔ)、最重要的器件之一。以圖1所示的無線通信系統(tǒng)為例，在下行發(fā)射鏈路中，攜帶通信業(yè)務的中頻（IF）信號利用混頻器與本振（LO）混頻，實現(xiàn)頻率的上轉(zhuǎn)換，從而將待發(fā)射的數(shù)據(jù)頻譜搬移至目標的工作頻段，以保證有效的電磁輻射。對于上行接收鏈路，天線接收的高頻射頻（RF）信號通過混頻器與LO混頻，實現(xiàn)頻率的下轉(zhuǎn)換，將高頻率處的頻譜分量重新搬移至IF，從而可以使用固定頻率的IF濾波器實現(xiàn)信號濾波，提高無線通信系統(tǒng)的靈敏度，并降低后端處理器的處理難度。顯然，混頻器在通信系統(tǒng)中發(fā)揮著不可替代的作用，而混頻器的各項指標（如工作帶寬、混頻動態(tài)范圍、鏡頻抑制能力等）也將影響整個無線通信系統(tǒng)的性能。

▲圖1 基于微波混頻器的通信系統(tǒng)一般架構(gòu)

傳統(tǒng)微波混頻通常在電域通過二極管等非線性器件實現(xiàn)。一個普遍的不足是混頻器輸出端除了有用的混頻分量外，還會存在許多不需要的混頻雜散（包括LO/RF泄漏、LO/RF諧波等）。這些無用的混頻雜散將混頻器帶寬限制在較窄的頻率范圍內(nèi)（通常小于一個倍頻程），而且也影響了混頻器的動態(tài)范圍。這也是目前大部分微波系統(tǒng)仍須采用多級窄帶變頻、多級窄帶濾波來保證系統(tǒng)具有足夠靈敏度、動態(tài)范圍和雜散抑制的原因。伴隨著下一代無線通信、物聯(lián)網(wǎng)和衛(wèi)星通信等系統(tǒng)的迅猛發(fā)展，傳統(tǒng)微波混頻器在這些方面的問題將更加嚴峻。

為解決以上問題，20世紀70年代末微波光子混頻器的概念被提出[1]。微波光子技術(shù)具有瞬時帶寬大、傳輸損耗低、響應平坦、非線性操控靈活和抗電磁干擾等無法比擬的優(yōu)點[2]；因此微波光子混頻器能顯著提升瞬時帶寬、工作頻率范圍、端口隔離度等。此外，借助光域豐富的頻譜資源，利用波分復用技術(shù)可以實現(xiàn)基于單個混頻器的多通道并行混頻，從而進一步降低混波系統(tǒng)的復雜度[3]。

經(jīng)過40多年的發(fā)展，盡管微波光子混頻技術(shù)取得了較為顯著的進展，已經(jīng)有多個基于微波光子混頻的應用報道，例如，葡萄牙阿威羅大學利用微波光子混頻器實現(xiàn)衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器中的多通道變頻[4]，澳大利亞研究機構(gòu)利用微波光子多通道混頻實現(xiàn)飛機預警[5]，意大利國家網(wǎng)絡實驗室利用微波光子混頻技術(shù)實現(xiàn)多頻段雷達收發(fā)信機[6]，南京航空航天大學利用微波光子混頻技術(shù)實現(xiàn)微波光子雷達系統(tǒng)中的去斜接收[7]等，但是大多數(shù)微波光子混頻器只實現(xiàn)了最普通的單端混頻功能。單端混頻器雖然結(jié)構(gòu)簡單、實現(xiàn)方便，但是缺點也很明顯：

（1）與電混頻器類似，電光調(diào)制和光電探測的非線性效應將無差別地產(chǎn)生許多無用的光邊帶分量。由于缺乏對這些無用邊帶的有效調(diào)控，所以在傳統(tǒng)微波光子單端混頻器的輸出端通常包含許多雜散分量，這降低了工作帶寬也為后續(xù)的信號處理增加了難度。

（2）光電探測只能實現(xiàn)幅度探測。相位信息經(jīng)光電探測后將被丟失，因此與相位密切相關(guān)且在微波系統(tǒng)中更為實用的正交混頻器和鏡頻抑制混頻器等往往很難實現(xiàn)，這在某種程度上限制了微波光子混頻器在復雜射頻系統(tǒng)中的應用。

本文中，我們在傳統(tǒng)微波光子混頻技術(shù)的基礎(chǔ)上，引入對光邊帶的幅相調(diào)控以實現(xiàn)低雜散的寬帶微波光子鏡頻抑制混頻[8]。一方面，通過采用復雜電光調(diào)制及光濾波等光邊帶幅度操控手段，在光域消除由于電光調(diào)制產(chǎn)生的無用光邊帶，從而消除混頻雜散，提高混頻器的工作帶寬；另一方面采用光子六端口接收機對光邊帶引入寬帶且精準的90°光移相，進而實現(xiàn)正交混頻及鏡頻抑制混頻。

1 基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器

1.1 混頻原理

圖2給出了本文中我們提出的基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器示意圖。激光器生成的光載波通過光分束器分成兩路，并分別輸入一個光邊帶選擇器。光邊帶選擇器主要實現(xiàn)兩個功能：其一是電光調(diào)制，將RF及LO信號分別調(diào)制到光載波上；其二是光邊帶的幅度調(diào)控，抑制其他邊帶，只選出RF及LO調(diào)制產(chǎn)生的一個一階光邊帶。該邊帶選擇器可以通過基于雙平行調(diào)制器的載波抑制單邊帶調(diào)制或者普通電光調(diào)制器輔以光濾波實現(xiàn)。假設光載波頻率為C，RF和LO信號的頻率分別為RF和LO，則上下兩路邊帶選擇器得到的一階邊帶可以表示為：

式（1）中，ES，EL分別為本振光與信號光的電場，J1(βRF)和J1(βLO)分別為 RF和LO調(diào)制的一階貝瑟爾系數(shù)，βRF和βLO分別為RF和LO的調(diào)制指數(shù)。

上下兩路選出的一階光邊帶作為信號光和本振光送入基于90光混波器的光子六端口接收機。類比于微波域的六端口接收機[9]，光子六端口接收機的作用是將輸入的信號光和本振光進行耦合，并且在兩者之間引入90°、180°和270°的光相位差；因此，光子六端口接收機的4路輸出光信號為：

▲圖2 基于光子六端口接收機的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器結(jié)構(gòu)圖

式（2）中，I1和I2分別為同相的兩路輸出光信號，Q1和Q2分別為正交的兩路輸出光信號。

經(jīng)過光電探測后得到的4路光電流為：

式（3）中，iI1、iI2、i、iQ2分別為I1、I2、Q1、Q2輸出光信號經(jīng)光電探測得到的光電流。

從公式（3）可以看出，經(jīng)過光電探測后的4路輸出信號中均包含頻率為ωRF-ωLO的IF分量，所以取任意一路輸出均可實現(xiàn)最普通的微波光子單端混頻。其次，因為I1和I2（或Q1和Q2）之間具有180°的光相位差，所以這兩路對應得到的IF信號相位相反；因此，取這兩路輸出進行平衡探測即可實現(xiàn)雙平衡混頻。此外，由于I1（或I2）和Q1（或Q2）之間具有90°（或270°）的光相位差，所以這兩條支路輸出的IF信號相互正交。若取這兩路混頻輸出即可實現(xiàn)正交混頻。進一步地，如圖2所示，若將兩路正交信號通過低頻90°微波電橋進行正交耦合即可實現(xiàn)鏡頻抑制混頻。

綜上所述，由于使用光邊帶選擇器進行光邊帶幅度調(diào)控，無用的光邊帶（包括光載波、1階RF邊帶、1階LO邊帶及其他高階邊帶）在光電探測前均被有效去除；因此在混頻器的輸出信號中只包含有用的IF信號，RF泄露、LO泄露及高階混頻雜散均被有效抑制。其次，采用光子六端口接收機進行光邊帶相位調(diào)控，可以對目標邊帶引入精準的光相位調(diào)控，從而實現(xiàn)正交混頻和鏡頻抑制混頻。值得說明的是，基于90°光混波器的光子六端口接收機具有更小的幅度不平衡度、更小的相位不平衡度和更大的端口隔離度。尤其是相位不平衡度，相比于傳統(tǒng)的90°微波電橋（約±10°）降低了5倍左右，因此可以保證在足夠大的帶寬內(nèi)實現(xiàn)足夠高的鏡頻抑制比。

1.2 混頻結(jié)果

我們搭建了基于圖3的微波光子混頻系統(tǒng)。激光器輸出一個波長為1 552.5 nm、功率18 dBm的單頻連續(xù)波光信號。該光載波通過一個50：50光分束器分成兩路后，分別送入一個邊帶選擇器。在本實驗中，邊帶選擇器通過馬赫-曾德爾調(diào)制器（MZM）和光濾波器實現(xiàn)。其中，MZM（Fujitsu FTM7937）的帶寬為40 GHz，半波電壓小于4 V；光濾波器分別通過可編程光濾波器（Finisar 4000s）和可調(diào)光濾波器（Yenista XTM-50）實現(xiàn)。RF和LO信號通過矢量信號源（Agilent E8267D）產(chǎn)生。上下兩路均選出+1階光邊帶信號，并且將選出的+1階邊帶作為信號光及本振光輸入光子六端口接收機。將光子六端口接收機由一個商用90°光混波器（Kylia COH28）實現(xiàn)。六端口接收機的I路和Q路分別送入光電探測器（PD）進行光電轉(zhuǎn)換。PD的帶寬為30 GHz，響應度為0.85 A/W。PD輸出的正交IF信號通過90°微波電橋（Krytar 3017360K）進行正交耦合，最終實現(xiàn)鏡頻抑制混頻。

實驗首先論證了光子六端口接收機的性能。圖3（a）和圖3（b）分別給出了本實驗所用90°光混波器的幅度和相位不平衡度。從圖中可以看出，在6 THz的頻率范圍內(nèi)幅度不平衡度低于1 dB，相位不平衡度低于2。由于寬帶微波信號經(jīng)電光調(diào)制轉(zhuǎn)換到光域后通常表現(xiàn)為窄帶的光譜分量，所以通過選擇合適的光載波可以進一步降低端口的幅度和相位不平衡度，進一步證明了光子六端口接收機寬帶、低幅度不平衡度和低相位不平衡度的優(yōu)勢。

▲圖3 光子六端口接收機幅度和相位不平衡度

圖4（a）和圖4（b）給出了上下兩路光邊帶選擇器得到的+1階RF邊帶和+1階LO邊帶。其中RF信號頻率為16 GHz，功率為5 dBm；LO信號頻率為13.71 GHz，功率同樣為5 dBm。從圖中可以看出，邊帶選擇器具有較好的邊帶選擇效果，光載波及其他無用的邊帶均處于噪聲以下，抑制比超過40 dB。此外，對比圖4（a）和圖4（b）可以看出下路得到的光信號頻譜更加純凈，這是由于下路使用的可調(diào)諧光濾波器（Yenista XTM-50）比上路使用的可編程光濾器（Finisar 4000s）通帶選擇性更好，前者的濾波響應邊沿為500 dB/nm，后者的濾波響應邊沿小于200 dB/nm。濾波器的性能會影響光邊帶幅度選擇的優(yōu)劣，影響對無用邊帶的有效抑制，從而影響整個混頻系統(tǒng)的雜散抑制效果。

圖5（a）給出了I1和Q1輸出支路經(jīng)光電探測得到的IF信號波形。從圖中可以看出，兩路輸出信號相互正交，且I1路的信號超前90°，這證明實現(xiàn)了正交混頻。當使用微波電橋?qū)⑦@兩路信號進行正交耦合時，得到的波形及頻譜如圖6中的實線所示。為了驗證鏡頻抑制效果，將加載的RF信號頻率改為鏡像信號的頻率，即11.42 GHz。在該情況下，I1和Q1輸出支路經(jīng)光電探測得到的波形如圖5（b）所示。盡管兩路信號依然保持正交，但此時I1路信號滯后90°。當這兩路IF信號經(jīng)過同一個微波電橋進行正交耦合時，得到的波形及頻譜如圖6中的虛線所示。從圖中可以看出，波形幅度較小，功率約為75 dBm，說明該鏡頻抑制混頻器的鏡頻抑制比為60 dB。

為了進一步論證該混頻器的可調(diào)諧性，我們對RF信號及LO信號的頻率進行了調(diào)節(jié)。圖7給出了LO信號頻率固定為16 GHz，RF信號頻率在17～33 GHz范圍內(nèi)調(diào)諧時得到的IF信號頻譜圖。從圖中可以看出，該混頻器可以實現(xiàn)寬帶范圍內(nèi)的頻率變換，并且在后端未使用任何電濾波器的情況下，混頻雜散抑制了約40 dB，說明實現(xiàn)了低雜散的寬帶微波光子鏡頻抑制混頻。

2 微波光子混頻芯片

▲圖4 光邊帶選擇器輸出信號的光譜圖

▲圖5 不同輸入信號下 I1（虛線）和Q1（實線）支路的輸出波形

▲圖6 鏡頻抑制混頻器效果對比

盡管如圖3所示的微波光子混頻器能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶、低雜散和高鏡頻抑制比的鏡頻抑制混頻，但是和大部分的微波光子系統(tǒng)類似，該系統(tǒng)仍然是基于分立元器件搭建，具有較大的成本、體積和功耗，無法與目前高度集成的電混頻器相比擬；因此，微波光子混頻器的小型化和集成化是未來的發(fā)展趨勢。目前有部分文獻報道，例如美國麻省大學報道了基于磷化銦（InP）基的微波光子混頻集成芯片[10]，比利時安特衛(wèi)普航空公司基于硅上三五族的光子集成技術(shù)將鎖模激光器、調(diào)制器、探測器等集成到硅基芯片上，實現(xiàn)衛(wèi)星系統(tǒng)中的多頻段變頻[11]。

2.1 硅基光子集成的六端口接收機

本文中，我們在上述工作的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)了硅基光子集成的六端口接收機[12]。該硅基光子六端口接收機的版圖和芯片照片如圖8（a）和圖8（b）所示。該芯片采用了比利時微電子研究中心（IMEC）的iSiPP25G有源工藝平臺。該光子六端口接收機由兩個垂直光柵耦合器、一個24多模干涉器和兩對平衡探測器（BPD）組成，芯片面積僅0.21 mm2（0.3 mm× 0.7 mm）。其中，垂直光柵耦合器用來將信號光和本振光從光纖耦合進芯片，其1 dB工作帶寬約20 nm，并且在1 550 nm處的單端耦合損耗約6.5 dB。24多模干涉器用來實現(xiàn)90°光混波器的功能，其三維結(jié)構(gòu)如圖8（c）所示。為了降低相位和幅度誤差，多模干涉區(qū)采用了脊型波導結(jié)構(gòu)，刻蝕深度為70 nm，多模干涉區(qū)寬度為13.7 m，長度為115.5 m，脊波導兩側(cè)的波導寬度為3 m。圖8（d）給出了信號光與本振光在多模干涉器中的模場分布。從圖中看出，信號光和本振光在多模干涉器中可以有效分開并在輸出端口進行耦合。通過仿真可知，該24多模干涉器的相位不平衡度在整個C波段波長范圍內(nèi)小于5。BPD通過將兩個單端鍺硅PD級聯(lián)，并將其中一個PD進行反接實現(xiàn)。根據(jù)BPD的工作原理，光電轉(zhuǎn)換得到的光電流將在片上實現(xiàn)相減，因此可以有效減小共模噪聲，提高系統(tǒng)的信噪比。單個鍺硅PD測得的響應度為0.5 A/W，3 dB帶寬超過40 GHz。

2.2 實驗結(jié)果

將光子六端口接收機應用于圖3所示的微波光子混頻系統(tǒng)，以驗證該六端口接收機的混頻性能。圖9（a）給出了本振頻率為10 GHz，RF頻率為10.01 GHz時六端口接收機的輸出信號頻譜。從圖中可以看出，I路和Q路得到的10 MHz IF功率幾乎相同，說明該集成光子六端口接收機具有較小的幅度不平衡度。圖9（b）給出了此時對應的輸出波形，從波形可以看出兩路輸出信號相互正交，并且Q路超前I路90°。當這一對正交的IF信號通過低頻微波電橋耦合在一起時，得到的IF信號頻譜和波形如圖9（c）所示。為驗證鏡頻抑制效果，實驗中把RF信號頻率切換成鏡像頻率，即9.99 GHz。在該情況下，片上六端口接收機輸出的IF信號頻譜如圖9（d）所示，對應的波形如圖9（e）所示。從波形可以看出兩路輸出信號仍然相互正交，但此時I路超前Q路90°。當使用同一個微波電橋進行正交耦合時得到的頻譜和波形如圖9（f）所示。此時波形的幅度幾乎為0 mV，功率低于110 dBm，這說明實現(xiàn)了鏡頻抑制混頻，且鏡頻抑制比大于40 dB。

▲圖7 本振頻率固定在16 GHz、射頻頻率在17～33 GHz調(diào)諧時輸出的中頻信號頻譜

▲圖8 硅基光子六端口接收機結(jié)構(gòu)

▲圖9 硅基光子六端口接收機的混頻性能

由于該光子六端口接收機具有大于40 GHz的工作帶寬，所以只需采用大于40 GHz的電光調(diào)制器即可實現(xiàn)40 GHz帶寬的微波光子鏡頻抑制混頻。此外，盡管本文中我們僅展示了硅基光子六端口集成芯片，但是高速電光調(diào)制器（例如大于50 GHz的微環(huán)調(diào)制器和電吸收調(diào)制器）和光濾波器（微環(huán)濾波器或波導光柵等）均可在硅基平臺上實現(xiàn)；所以，集成度更高的微波光子鏡頻抑制混頻芯片也將成為可能。

3 結(jié)束語

本文中，我們針對傳統(tǒng)微波光子混頻器雜散大和無法實現(xiàn)復雜混頻功能的難點，提出了基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子混頻方法。一方面通過光邊帶幅度操控在光域消除對混頻沒有貢獻的無用光邊帶分量，抑制混頻雜散；另一方面通過基于光子六端口接收機的光邊帶相位調(diào)控方法引入精準的光相位差，進而實現(xiàn)微波光子正交混頻和鏡頻抑制混頻。最后提出并實現(xiàn)了用于微波光子混頻的硅基集成光子六端口接收機芯片，展示了硅基光子集成技術(shù)在高性能微波光子混頻芯片方面的應用。