基于電路模擬吸收體的寬帶吸波型頻率選擇表面設計*

趙宇婷李迎松? 楊國輝

1)(哈爾濱工程大學信息與通信工程學院,哈爾濱150001)

2)(哈爾濱工業大學電子與信息工程學院,哈爾濱150001)

(2020年4 月30日收到;2020年7 月2日收到修改稿)

1 引 言

頻率選擇表面(frequency selective surface,FSS)由于其可以對空間電磁波進行特定頻段的選擇性反射或透射(頻域)而被廣泛應用于雷達隱身、電磁兼容/屏蔽、天線設計等領域[1].然而,傳統的FSS主要是通過對帶外信號的反射從而實現對特定頻段的電磁波的隱身或者隔離,無法實現雙站/多站雷達探測的隱身或者隔離,反射的電磁波也會對電磁環境造成二次污染,難以滿足現實需求.因此,具有帶外吸波特性的新型頻率選擇表面近年來備受關注,且發展迅速.2009年,FSS領域的著名專家Munk[2]在其新書中將這種新型FSS命名為FSR(frequency selective rasorber).2012年,意大利比薩大學的Costa等[3]首次對吸波型頻率選擇表面(AFSS)進行了深入研究,并詳細地闡述了設計機理.同年,國內空軍工程大學屈紹波[4]領導的團隊提出了加載電阻膜吸波材料的AFSS設計方法.

根據物理結構,現有的AFSS主要包括二維AFSS和三維AFSS.通常,二維AFSS通過級聯有耗FSS和無耗FSS來實現[5?9].而三維AFSS主要通過在晶胞中構造有耗諧振腔和無耗諧振腔實現,如平面縫隙線結構[10],平行板波導[11],基片集成波導[12]和屏蔽微帶線[13]等.其中,文獻[4?9]利用帶通FSS實現了吸波帶位于通帶下側或兩側的AFSS,這類AFSS主要適用于己方天線工作頻段高于或正處于敵方威脅頻段內的應用.但是,軍事通信中有很多工作在L、S波段的雷達天線,要在如此低的頻段設計寬通帶的FSS是非常困難的.因此,相關學者采用帶阻FSS代替AFSS中的帶通FSS[14?16]來開展新的研究.由于二維阻帶FSS選擇性較差,帶寬較窄,而三維阻帶FSS又存在厚度過大、制作困難的問題,高選擇性、寬帶吸波的FSR設計仍然是1個難題.

本文利用二維容性有耗FSS與高選擇性帶阻FSS,進一步拓展通帶帶寬,從而實現高選擇性、寬吸波帶和超寬通帶的AFSS設計.該結構由加載貼片電阻的容性FSS和具有高選擇性的寬阻帶FSS級聯而成.由于有耗FSS的通帶與帶阻FSS的通帶一致,且帶阻FSS具有高選擇性,因此可以實現超寬的帶通響應以及陡峭的過渡帶.仿真和實驗結果表明,所提出的AFSS具有超寬的帶通響應和高選擇性特性.

2 AFSS設計原理

最簡單的二維集總電阻式吸波體通常通過在金屬地板前面一定距離處放置一塊電阻屏組成,該電阻屏由無耗的FSS加載集總電阻實現.但吸波體作為單端口網絡,只能實現電磁波的吸收功能,為了實現特定頻段內的透射功能,可將金屬地板用阻帶FSS替代[15],如圖1所示.此時阻帶FSS需要滿足兩個條件:1)阻帶與吸波體的吸波頻段一致,通帶與吸波體的通帶頻段一致;2)阻帶FSS在其阻帶內具有準完美導體(PEC)特性.

圖1電路示意圖(a)吸波體;(b)AFSS Fig.1.Circuit Model:(a)Absorber;(b)AFSS.

由微波網絡分析[17]可知,對于級聯二端口網絡,有耗FSS的傳輸矩陣與帶阻FSS級聯后的傳輸矩陣可表示為

其中,Y為有耗FSS的導納,Z0為自由空間波阻抗,lβ表示傳輸線的電長度,為帶阻FSS的傳輸矩陣.由(1)式可知,AFSS的特性由有耗FSS和帶阻FSS以及兩者之間的距離和介質基板決定.當AFSS工作在吸波頻段時,由于阻帶FSS具有準PEC特性,即阻抗接近于零,介質基板和帶阻FSS可以看作端接短路的傳輸線.因此,

此時AFSS的輸入阻抗Zin3為

其中,ZlossyFSS表示有耗FSS的阻抗.由傳輸線理論可知,當設計小于四分之一波長的低剖面吸波體時,加載有損FSS端口的輸入阻抗為感性,即Zin4為感性.為了獲得更寬的吸波頻段帶寬,有耗FSS在工作頻段內應該呈現容性以使AFSS的總阻抗虛部為0[18],從而與自由空間實現阻抗匹配.

3 所提出AFSS結構設計與仿真

3.1 吸波體的設計

由上節分析可得,有耗FSS設計為容性更有利于降低剖面.因此,本文提出了一種雙“工”字型單元增加容性阻抗,如圖2所示.該結構中間加載150 W的貼片電阻,使得有耗FSS的表面阻抗與自由空間中的波阻抗匹配.從而實現良好的吸波特性.FR-4介質基板的介電常數εr=4.4,損耗角正切tanδ=0.02,厚度為0.5 mm,其他主要設計參數為:h=6 mm ,a=5 mm,b=8 mm,c=2 mm,d=1 mm.

圖2吸波體結構設計(a)三維視圖;(b)正視圖Fig.2.Design of the absorber:(a)3-D view;(b)front view.

采用CST微波工作室對所涉及的模型進行全波仿真,x方向和y方向均設置為周期邊界,激勵設置為TE極化平面電磁波,沿?z方向垂直入射到單元平面,其中電場E沿+y方向,磁場H沿+x方向.由于接地板為銅,透射率為零,吸收率A=1?|S11|2,吸波體的吸收率和阻抗特性分別如圖3(a)和圖3(b)所示.圖3(a)中藍色區域表示吸收率大于90%的吸波頻段,為5.4—13.8 GHz,通帶為1—3.5 GHz.此外,圖3(b)為有耗FSS的表面阻抗以及從介質基板向接地板的輸入阻抗Zin2.可以看出,所設計的“工”字形單元加載集總電阻構成的有耗FSS阻抗在整個工作頻段內都呈容性,在低頻段內與介質基板及空氣層呈現的感性阻抗相抵消,從而實現良好的阻抗匹配,有效降低吸波體厚度的同時實現了寬頻帶吸波.

3.2 帶阻FSS的設計

根據上文所述的FSR設計原理及吸波體的設計結果,為了實現具有高頻吸波,低頻透射的AFSS,需要設計一個阻帶與上述吸波體的吸波頻段一致,且為具有高選擇性的帶阻FSS.所設計的三維帶阻FSS單元如圖4(a)所示,該三維FSS單元由兩個耦合的雙開口諧振方環構成,介質基板采用F4-B, 單元沿電磁波入射方向放置, 沿y軸進行周期延拓.其中,諧振器線寬c1=1 mm,c2=2 mm,耦合縫隙g=2 mm ,介質基板長度l=8 mm,厚度tm=0.5 mm ,相對介電常數εr=3.3,單元周期p=5 mm.利用CST微波工作室對設計的單元進行仿真,x,y方向設為周期邊界,?z為電磁波矢入射方向.

由于單元采用耦合的雙開口諧振方環,基于奇偶模分析理論[19],可將兩個開口方環之間的耦合電容等效為圖4(b)所示中的C1和C2,其中,C1=0.27 pF,C2=0.22 pF.當電磁波入射到結構時所產生不連續面處的等效電抗由電容Cp表示,且Cp=4.9 pF,電感L1=6.06 nH,L2=5.34 nH .在傳輸方向上,介質基板等效為傳輸線, 傳輸線的等效阻抗為Z1=Z0/√εeff.相鄰單元之間的等效耦合電容為C3=0.1 pF.在仿真軟件ADS(Advanced Design System)中利用等效電路仿真得到的S參

圖3吸波體特性(a)S11與吸收率;(b)阻抗特性Fig.3.Characteristic of the absorber:(a)S11 and absorptivity;(b)impedance characteristic.

圖4 帶阻FSS(a)單元設計;(b)等效電路Fig.4.Band-stop FSS:(a)The design of unit cell;(b)equivalent circuit.

數與CST全波仿真的結果對比如圖5所示.從圖5中可以看到兩者吻合度較高,但是電路仿真結果在低頻處有一些毛刺,這主要是由于等效電路模型是在中心頻率點進行提取得到的.

圖5帶阻FSS的等效電路仿真與全波仿真結果對比Fig.5.Comparison between simulation results and full wave simulation.

3.3 AFSS結構設計

將所設計的有耗FSS與高選擇性的寬阻帶FSS級聯形成所設計的AFSS結構,如圖6(a)所示,圖6(a)是一個3×1的周期結構示意圖,其中有耗FSS與帶阻FSS之間為空氣層, 空氣層厚度h=6 mm ,帶阻FSS相鄰單元之間的距離p=5 mm,其余參數均與上文一致.在CST微波工作室,采用與上文相同的周期邊界條件進行設置,并將入射波設置為TE極化波,仿真得到的S參數與吸收率如圖6(b)所示,TE極化波斜入射情況下的反射系數與傳輸系數由圖6(c)所示.其中,黃色區域為–1 dB通帶頻段,藍色區域為吸收率為90%的吸收頻段.可以看到級聯后的AFSS在1—3.5 GHz頻段構成了1個3.5倍頻程的低損耗、超寬帶的帶通響應頻段,通帶內最小插入損耗為0.21 dB,吸頻段為6.5—11.7 GHz,且從圖6(c)中可以看到當斜入射角度增大到30°時,仍能保證該性能.AFSS通帶過渡到吸波帶的陡峭性可由F Rap=fa/fp獲得[14],其中fa為吸波段的最低頻率,fp為通帶的截止頻率,可得F Rap=1.9.與加載金屬地面的吸波體5.4—13.8 GHz的吸波頻段相比較,級聯帶阻FSS后吸收頻帶變窄,這是由于帶阻FSS的相位特性與PEC平面存在一定差異所導致.

圖6(a)AFSS的3×1周期結構示意圖;(b)TE極化波入射下的S參數與吸收率;(c)TE極化波斜入射時的反射系數與傳輸系數Fig.6.(a)Geometry of the proposed AFSS(3×1 periodic structure);(b)S parameters and absorptivity at TE-polarized incidence;(c)reflection/transmission coefficients at TE-polarized oblique incidences.

4 實驗驗證

采用印刷板技術及工藝焊接技術對AFSS進行了樣件加工, 加工的AFSS樣件尺寸為240 mm ×240 mm×14.5 mm,單元數量為48×30.樣件如圖7所示,第一層為加載集總電阻的有耗FSS層,第二層級聯沿波矢方向放置的阻帶FSS.為了增強機械強度,有耗FSS與阻帶FSS之間加載了少量介電常數接近于1的泡沫條,并設計了一種齒狀夾具對三維FSS進行固定.采用自由空間法[20]進行測試,實驗裝置如圖8(a)所示,測試天線型號為德國施瓦茲貝科BBHA 9120 D,頻率范圍1—18 GHz,矢量網絡分析儀(VNA)型號為安捷倫N5244 A PNA-X.測量S11時,兩個天線放在被測樣品同側,為了消除多徑傳播引起的其他反射,需要先測量與樣品尺寸相同的金屬板的S11,再測試樣品的S11,兩者的差值即為被測樣品相對金屬板的吸波效果.為了更好的觀察實驗結果,測量結果與仿真結果的對比如圖8(b)所示.可以看到制備的FSR實物的–1 dB通帶為1—3.5 GHz,吸波頻段為6.3—11 GHz,F Rap=1.8.與仿真結果相比,雖然過渡性變得更加陡峭,但帶阻FSS的第二傳輸零點向低頻移動,導致吸收頻段變窄,這主要是由于帶阻FSS的介質基板過薄,在實物制備中即使使用夾具進行固定,也會產生一定的形變,導致樣件周期不均勻所引起的.但總體而言,樣件的實驗結果與仿真結果效果一致.所設計的AFSS與近幾年的AFSS進行比較,如表1所示.可以看出,所提出的AFSS具有更寬的通帶和吸收帶寬,以及陡峭的過度帶寬,對于混合結構而言,結構尺寸相對較小,剖面也相對較低.

圖7 AFSS樣品(a)有耗FSS;(b)帶阻FSSFig.7.Fabricated AFSS:(a)Lossy FSS;(b)bandstop FSS.

圖8(a)實驗裝置(b)S參數的仿真結果與測量結果的對比Fig.8.(a)Experimental setup;(b)comparison between simulated and measured S parameters.

表 1所設計AFSS與前人所設計的AFSS比較Table 1.Comparisons between the proposed AFSS and the previous AFSSs.

5 結 論

本文基于電路模擬吸收體的原理,利用三維帶阻FSS替換吸波體接地板的方法設計了一款低頻透波高頻吸波的AFSS,利用容性FSS加載集總電阻,以及高選擇性的帶阻FSS,在實現寬帶吸波的同時有效降低了剖面,提高了過渡帶的陡峭性,并拓展了通帶帶寬,整體性能有了顯著提高.此外,設計的三維帶阻FSS只需要利用普通的PCB印刷技術制造,省去三維FSS制作和組裝的困難,可以滿足實際工程需求.最后通過實驗驗證,結果表明實驗結果與仿真結果一致.