5G應用中IQ調制器調制精度的優化設計

王紹權，江 浩

（中國電子科技集團第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

同相和正交調制器（簡稱IQ正交調制器）是5G發射器中的關鍵器件之一，提供了一種便利的方式將數據位或符號調制到射頻載波上。然而，IQ正交調制器卻可能以特有的方式降低信號的保真度，此效應可能在調制過程中降低發射信號的質量，導致接收端的誤差矢量幅度（EVM）增大，導致比特誤差率（BER）增大。因此，主要探討一種校正IQ正交調制器缺陷以提高射頻信號保真度的方法。典型的無線發射器框圖如圖1所示[1-2]。

圖1 典型無線發射器框圖

直接變頻發射機的系統可表示為：

系統結構由低通濾波器、IQ正交調制器、可變增益放大器、射頻濾波器和功率放大器組成，特點是直接將基帶I/Q信號調制到射頻載波頻率，省去了外接的中頻濾波器，提高了系統的集成度，降低了系統功耗和成本。

1 IQ調制器的邊帶抑制和本振泄露

圖2是理想正交調制器的功能描述，可見理想情形下在調制器的輸出端不存在其他不需要的本振信號和邊帶信號[3]。

圖2 理想正交調制器功能圖

在實際系統中，由于調制誤差和基帶offset的存在會導致調制系統的非理想效應，本振泄露和邊帶抑制都會惡化，功能框圖如圖3所示。

圖3 帶有非理想效應的正交調制系統

其中，想要的正交調制器的射頻輸出、正交調制器的本振泄露以及由正交調制器的非正交性導致的不想要的邊帶信號分別為：

為了獲得單邊帶頻譜，通過低頻正弦和余弦信號驅動I和Q輸入，即基帶信號為正交信號。圖4的頻譜是基帶信號與LO混頻的結果。單邊帶頻譜的主要組成成分為：（1）下邊帶，如果IQ調制器不存在缺陷，這是觀察到的唯一頻譜組分，即基帶正弦信號和余弦信號與兩個正交LO信號相乘和相加的結果；（2）無用上邊帶，這種無用組分來自I和Q信號通道之間的增益、相位不平衡以及LO正交不平衡；（3）無用LO泄露，LO泄露源于I失調和Q失調或LO直接寄生泄露到IQ調制器輸出。

圖4 單邊帶頻譜示意圖

圖5是邊帶抑制與I/Q增益不平衡和正交不平衡的關系。可以看出，1°正交相位誤差加上0.5 dB I/Q增益不平衡，將導致-30 dB單邊帶抑制。若非同時改善增益不平衡，僅改善正交相位不平衡對邊帶抑制毫無影響。

圖5 調制誤差與邊帶抑制的關系

2 提高調制精度的電路設計

2.1 調制精度的影響

載波泄露源于差分基帶輸入端上的微小直流失調。在I/Q調制器中，非零差分失調與LO混頻產生RF端的載波泄露。此外，LO輸入端的部分信號功率直接耦合至RF輸出端（由于鍵合線間耦合或通過硅基板耦合所導致的）。RF輸出端的凈載波泄露是這兩種效應產生的矢量組合作用在輸出端信號上的結果。因此，可以通過將直流電流（正電流或負電流）與I和Q通道相加，實現載波泄露調零，有效提高了載波抑制的指標[4]。

邊帶抑制源于I和Q通道之間的增益和相位缺陷，邊帶抑制還源于產生正交LO信號的正交誤差。RF輸出端的凈干擾邊帶信號是這些效應產生的矢量組合作用在信號上的結果，因此可以在正交移相網絡后加入相位修正單元與本振限幅放大器，分別對LO信號的相位及幅度進行修訂，從而提高正交調制器的邊帶抑制指標。

2.2 邊帶抑制的優化設計

對于直接上變頻正交調制器來說，邊帶抑制惡化源于正交LO信號的增益和相位誤差。為了提高鏡像抑制混頻器的邊帶抑制指標，提高正交移相網絡的移相精度，該方案采用邊帶抑制調零技術，對正交移相網路移相后的本振信號做相位修正。相位修正單元原理如圖6所示。

該電路中采用了可變電容。可變電容擬采用變容二極管實現，通過改變變容二級管兩端的電壓差，改變變容二極管的電容值。可變電容電路原理如圖7所示。

如圖7所示，VC為一個可編程的直流電壓，可通過改變VC的電壓值實現變容二極管電容的改變。可編程的直流電壓的產生電路如圖8所示。

圖6 相位修正單元原理框圖

圖7 可變電容電路原理圖

圖8 可變電壓實現原理圖

由圖8所示，通過C0、C1、…、CN開關對的控制，實現對P管拷貝電流的重新分配。在保證總電流不變的情況下，電流IP與電流IN的比例按控制信號進行變化，產生可變的電壓信號VC1和VC2，進而由VC1和VC2分別控制I和Q通道上的可變電容。

2.3 邊帶抑制調零前后仿真對比

如圖9所示，在邊帶抑制調零前，仿真得到的該IQ正交調制器的邊帶抑制為42 dBc。經過邊帶抑制調零后，得到的邊帶抑制為53 dBc，如圖10所示。可見，該邊帶抑制的優化電路設計能夠大幅度提高邊帶抑制指標。

2.4 本振泄露的優化設計

圖9 邊帶抑制調零前

圖10 邊帶抑制調零后

該設計采用的寬帶鏡像抑制混頻器核心原理如圖11所示。其中：PNP1、NPN1及R4、R5、R6組成鏡像抑制混頻器的跨導級；NPN2為開關對管，LOIP、LOIN、LOQP、LOQN為由頻率合成器產生的本振信號經移相網絡產生的寬帶正交本振信號；L1與R1組成鏡像抑制混頻器的寬帶負載，電感的作用是補償高頻信號增益。

圖11 IQ正交混頻器核心原理圖

載波泄露源于差分基帶輸入端上的微小直流失調。在I/Q調制器中，非零差分失調與LO混頻產生RF端的載波泄露。如圖11所示，該鏡像抑制混頻器采用了載波泄露調零技術[5]。在I和Q通道上各加入一個LO NULLING單元，該單元為一個可編程的直流電流，調整I和Q通道上的差分基帶輸入電流的直流失調，以此達到調零射頻輸出端的一切載波泄露的目的。可編程直流電流產生電路原理如圖12所示。

圖12 可編程直流電流產生電路

由圖12可以看出，該單元的總直流電流值由IB決定，且總直流電流的大小直接決定了直流失調可調整的范圍。通過C0、C1、…、CN開關對的控制，對總直流電流向DCP、DCN端分配，開關對的個數直接決定了直流失調調節的精度。

2.5 本振泄露調零前后仿真對比

如圖13所示，在載波抑制調零前，仿真得到的該IQ正交調制器的載波抑制為42 dBc。經過邊帶抑制調零后得到的載波抑制為58 dBc，如圖14所示。因此，該載波抑制的優化電路設計能夠大幅度提高載波抑制指標。

圖13 載波抑制調零前

圖14 載波抑制調零后

3 結 論

通過對IQ正交調制器原理的分析，找出導致調制器調制誤差的原因，即直流失調與正交信號的正交誤差導致調制器邊帶抑制和載波抑制指標的惡化。此外，提出一種電路來優化調制器的關鍵指標，通過對正交信號進行直流失調和相位誤差的校正，優化IQ調制器的調制精度。