DC-DC變換器控制技術研究與實現

張 婷 劉亞強 王祖良

(1.西京學院信息工程學院，西安 710123; 2.北京安達維爾科技股份有限公司，北京 101300)

1 引 言

DC-DC變換器存在輸出電流和輸入電壓擾動的問題，其動態性能除了和本身的拓撲結構及系統參數有關外，控制策略具有非常重要的作用，合適的控制方法可提高變換器的響應速度，從而快速調節輸出電壓[1～3]。

傳統的滯環電流控制具有實時控制、響應速度快、魯棒性強的特點，但該方法在變換器負載電流突變或輸入電壓有擾動時，其控制效果不夠理想。因此，為了提高變換器的輸入電壓調整率和負載調整率，根據變換器的工作原理，設計一種智能判斷與控制方法。以Buck-Boost型DC-DC變換器為例建立數學模型，模擬其工作過程并完成試驗測試，所提出的方法同樣適應于其他Boost、Buck DC-DC等變換器。

2 DC-DC變換器工作原理

以Buck-Boost型DC-DC變換器為例，詳細地分析其在穩定狀態和輸入電壓或負載電流有變化時的工作過程。Buck-Boost型DC-DC變換器的拓撲結構為非隔離型，即可升壓又可降壓，電路如圖1所示[4～5]。

圖1 Buck-Boost變換器電路圖Fig.1 Circuit diagram of Buck-Boost converter

Buck-Boost型DC-DC變換器工作在穩定狀態時，電路處于連續導電模式(CCM)，采用傳統的滯環電流控制策略。根據采集到的輸出電流Io(t)、輸出電壓Uo(t)、輸入電壓Ui(t)，額定輸出電壓Ue和平均輸出電流o(t)，計算出實時平均電感電流L(t)為

(1)

式中：d(t)——占空比。

輸出電壓Uo(t)為

(2)

將Uo(t)代入公式(1)，可得

(3)

Buck-Boost變換器工作在輸入電壓或負載電流變化時，傳統的滯環電流控制策略不再適用，應調整控制策略，即開關導通與關斷時間。以負載電流突降為例，對應的IL(t)、Io(t)和Uo(t)波形如圖2所示。圖中，L1和o1是負載為RL1時的平均電感電流和平均輸出電流，L2和o2是負載為RL2時的平均電感電流和平均輸出電流，且滿足L2>L1+ΔI，H為過程參數，Ton為開關S導通時間，Toff為開關S關斷時間。

負載電流突降時，S關斷，儲存在電感中的能量同時給電容和負載供能，IL(t)減小。t1時刻，電感電流最小為IL1,min，輸出電壓最大。電容C充電電荷量為Q1，即圖中S1的面積。此時，S導通，電容C給負載供能，電容放電電荷量為Q2，即圖中S2的面積。t2時刻，滿足電容電荷平衡原理Q1=Q2，即S1=S2，計算出參數H、Ton和Toff。因此，可實現精確控制開關導通與關斷時間點。

圖2 負載電流突降變換器工作波形Fig.2 Working waveforms of load current drop

3 Buck-Boost型DC-DC變換器模型

在Matlab/Simulink環境下，建立了Buck-Boost型DC-DC變換器模型，對應的參數值如下。輸入電壓：(24±6)V，負載范圍：(48～240)Ω，ΔI=100mA，電感L=2mH，電容C=330μF，電路模型如圖3所示，對應的控制器模型如圖4所示。

圖3 Buck-Boost變換器模型Fig.3 Model of Buck-Boost converter

圖4 控制器模型Fig.4 Controller model

圖3電路模型由兩部分組成。模塊①為Buck-Boost變換器電路，參數和圖2中參數含義一致。模塊②為變換器的控制器。負載電流突變時，采用單刀雙制開關切換。通過增益為-1的模塊Gain實現對Buck-Boost變換器輸出電壓和輸出電流的反相，使得仿真值為正[9]。

圖4中，節點1為負載電流突增時最大電感電流即IL2,max，節點2為平均電感電流L(t)，節點3為實時電感電流值IL(t)，節點4為負載電流突降時最小電感電流值IL1,min。Unit Delay為延遲模塊，用于保持上一時刻平均電感電流值，通過對上一時刻和此刻平均電感電流的比較來判斷輸出電流是否發生突變。圖中①是負載電流突降時的控制策略，②是負載電流突增時的控制策略，SR Flip-Flop3產生開關管S的驅動波形。負載電流突降和輸入電壓突增過程，圖中各SR Flip-Flop的狀態分析如表1所示。

表1 SR Flip-Flop狀態表Tab.1 Status table of SR Flip-Flop SRS Flip-Flop1Flip-Flop2Flip-Flop3S R QS R QS R Q斷開0 1 00 0 10 1 0保持0 0 00 0 10 1 00 0 00 0 00 0 0導通0 0 10 0 00 0 1

保持階段，SR Flip-Flop2工作狀態有兩種，當電感電流滿足L1+ΔI

負載電流突增和輸入電壓突降過程，圖中各SR Flip-Flop狀態分析如表2所示。

表2 SR Flip-Flop狀態表Tab.2 Status table of SR Flip-Flop SRS Flip-Flop1Flip-Flop2Flip-Flop3S R QS R QS R Q導通1 0 10 1 01 0 1保持1 0 10 0 01 0 11 0 00 0 00 0 1斷開0 0 01 0 10 1 0

可以看出，通過比較、判斷，最終SR Flip-Flop3輸出0或1電平，從而可精確的控制開關動作。

4 系統流程圖

Buck-Boost型DC-DC變換器工作時，實時采集Uo(t)、Ui(t)、Io(t)和IL(t)，進行A/D轉換、計算和比較。初始階段，采用占空比為50%，頻率為50kHz的PWM波控制開關管S動作。當檢測到Uo(t)接近Ue時，采用自動判斷與切換控制策略，處理器根據變換器的工作狀態，控制I/O口的0、1信號時間，使開關管S精準的開通與關斷，對應的流程圖如圖5所示。

圖5 主程序流程圖Fig.5 Program flow chart

圖5中，參數j是變換器穩態過程需執行的次數，10是采用插值方法進行曲線擬合，經過多次試驗確定的數值。是變換器前一時刻的平均輸出電流值。助啟動階段，延遲函數產生50kHz的PWM波輸入開關管S，電路處于穩態過程。當j≥10時，對比前一時刻和此刻的Io來確定電路的狀態，即穩態還是暫態，如果是暫態，判斷負載電流是突增還是突降，并自動切換至相應的控制策略，循環此過程。

5 試驗結果

在Matlab/Simulink中，模擬了其工作過程，制作了一臺Buck-Boost型DC-DC變換器，和仿真參數保持一致。

5.1 仿真結果

變換器負載電流突變和輸入電壓擾動情況下，分別獲得試驗波形如圖6和圖7所示。

圖6 負載突變響應波形Fig.6 Response waveforms of load sudden change

5.2 測試結果驗證

變換器取額定負載48Ω時，調節輸入電壓，得到測試結果如表3所示。

計算Buck-Boost變換器輸入電壓調整率Su為

(4)

式中：U1——輸入電壓為上、下限時對應的輸出電壓中相對U0變化較大的值；U0——額定輸入電壓24V時對應的輸出電壓[10，11]。

圖7 輸入電壓擾動響應波形Fig.7 Response waveforms of input voltage disturbance

表3 輸入電壓變化試驗記錄Tab.3 Test result of input voltage change(V)Ui(t)182024262830Uo(t)23.9623.9723.9923.9824.0124.02

因此，本設計能夠實現寬電壓輸入，并且輸入電壓調整率較好。

變換器取額定輸入電壓24V時，調節負載電阻，得到測試結果如表4。

表4 負載突變試驗記錄Tab.4 Test result of load mutationUi(t)(V)負載電流(A)輸出電壓(V)240.124.010.2523.990.523.99

當負載電流從滿載的20%即100mA突變到滿載500mA時，得到Buck-Boost變換器負載調整率Sr為

(4)

試驗證明，變換器具有較高的輸入電壓調整率和負載調整率。

6 結束語

基于并行運算和組合邏輯，設計了一種智能判斷和切換的DC-DC變換器控制方法，在Simulink中對Buck-Boost型DC-DC變換器進行了建模，完成了仿真和試驗驗證。結果表明，該方法能夠克服輸出負載電流突變和輸入電壓擾動對變換器性能的影響，具有輸入電壓調整率和負載調整率高的優點。