面向機載電子偵察設備的雷達與通信信號一體化測向技術

吳 健，何曉明，朱曉錦

(1.中國電子科技集團公司第五十一研究所，上海 201802；2.上海大學，上海 200072)

0 引 言

電子偵察設備可對敵方電子設備的電磁輻射源信號進行搜索、截獲、識別、分析和定位，為實施電子干擾、電磁防御、輻射源打擊提供戰術電子情報支持[1]。機載電子偵察設備有著機動性好、探測距離遠等諸多優點，多年來一直是多國重點發展的武器裝備。為了適應日益復雜的現代戰爭需求，機載電子偵察設備正朝著偵察目標多樣化、功能齊全化、處理智能化的方向發展[2]。這一發展也使得電子偵察設備對載機的裝機空間、重量、功耗和散熱提出了更高要求。為了保證電子偵察設備有良好的裝機適應性，勢必開展電子偵察設備的綜合化、一體化設計[3-4]。正是基于上述背景，本文進行了雷達與通信信號一體化測向技術研究。雷達偵察與通信偵察通過天線陣列、接收前端、校正源等資源的復用，極大地縮減了裝機設備量，使得機載電子偵察設備的體積、重量、功耗等指標得到了極大縮減，具有了更好的裝機適應性。

1 需求分析及總體設計

為了研究雷達與通信信號一體化測向技術，首先必須對雷達與通信信號的特點進行分析。雷達與通信信號在傳統認識上存在有明顯的差異，但是隨著科學技術的迅猛發展，二者已經日趨相同。為了更好地理解雷達與通信信號，本文將從功能、信號工作頻段、功率等幾個方面進行分析。

(1) 功能

雷達的主要目的是確定探測目標的位置、速度、類型等屬性，通信的目的是以電磁波為載體傳遞有用信息。現代武器裝備大多同時裝備雷達、通信等電子設備。采用雷達與通信一體化測向技術，可以同時從雷達和通信2個領域對同一武器平臺進行測向定位，可以大幅度提高偵察效率和偵察置信度。

(2) 工作頻段

國際電信聯盟對雷達設備和通信設備所使用的工作頻段有嚴格的劃分，常規雷達工作頻段及用途如表1所示。

表1 常規雷達工作頻段和用途

通信信號占據的工作頻段主要分布在高頻(3～30 MHz)、甚高頻(30～300 MHz)和特高頻(225～400 MHz)。還有部分專用數據鏈和導航信號分布在L頻段。

綜合上述分析，在VHF、UHF、L頻段，通信信號和雷達信號工作頻段有重疊，可開展一體化設計工作。綜合考慮天線尺寸因素，最終在L頻段開展雷達與通信信號一體化測向工作。

(3) 功率

雷達設備和通信設備由于在功能上有著明顯區別，二者在輻射功率上也存在著明顯的不同。雷達輻射的功率一般都比較大，遠程預警雷達的輻射功率可達兆瓦量級；通信信號的功率相比雷達就很小了，像手機輻射功率就是毫瓦級，電臺信號也不會超過百瓦級別。因此，電子偵察設備在對雷達信號和通信信號的偵察靈敏度上也存在較大差異，通信偵察靈敏度和雷達偵察靈敏度相差達30 dB。在開展雷達與通信信號一體化測向時，需重點考慮天線的極化匹配、微波設備的噪聲系數等影響系統靈敏度的指標。

由上述分析可以看出，雷達與通信信號一體化偵察意義重大。從功能、工作頻段、功率等幾個方面分析來看，進行一體化設計也是可行的。雷達與通信信號一體化偵察測向系統結構圖如圖1所示。

從圖1可以看出，一體化測向系統的多數硬件是通用資源，要完成雷達與通信信號一體化測向，重點是完成天線陣列、接收前端的共用設計。

2 天線陣列一體化設計

干涉儀測向有著測向精度高、工作頻段寬、響應時間快、設備量小等諸多優點，因此在機載電子偵察設備中大多數采用干涉儀測向體制[5-6]。本文的雷達與通信信號一體化測向技術體制也采用干涉儀。干涉儀測向的工作原理圖如圖2所示。

圖2 干涉儀測向工作原理圖

在圖2中，若某一輻射源平面波信號從與天線視軸夾角為θ方向輻射到天線單元上，它到達天線A、B的相位差為：

(1)

可得入射波的方向為:

(2)

測向誤差為：

(3)

從式(3)可以看出，基線越長，測向精度越高。

最大無模糊視角為：

(4)

從式(4)可以看出,基線越長，無模糊視角越小。

從上面的分析可以看出，測向精度和無模糊視角是一對矛盾。傳統的多基線干涉儀、短基線解模糊、長基線提升測向精度在一定條件下解決了這一對矛盾；但是對于電子偵察設備這樣的寬頻段測向系統，在高頻段要解模糊，要求短基線的尺寸比天線單元的直徑小，這在物理上是不可實現的[7-8]。為了克服這一問題，本文中采用虛擬多基線解模糊來平衡測向精度和無模糊視角這對矛盾。虛擬基線的原理是：通過多組實基線的相位作差獲取一個最短基線的相位差，此時多組實基線的差值就是最短基線值,然后利用最短基線逐次解模糊，最終通過最長基線獲取信號的波達方向，其原理如圖3所示。

圖3 虛擬基線原理圖

在圖3中，系統的無模糊視角不再由最短實基線d2決定，變成由虛擬基線d1確定，此時的無模糊區域變為：

(5)

從式(5)可以看出，無模糊區域得到了明顯擴大。

在工程實際中，天線互耦、基線安裝誤差、通道間相位不一致性等諸多因素都會影響虛擬基線解模糊;因此，虛擬基線在實際運用中，也需要給各個環節留有足夠的余量，確保虛擬基線能夠正常工作。

在測向精度要求一定、工作頻段范圍已知、相位誤差已設定的情況下，由公式(3)便可以確定出最長基線d6應滿足的公式如下：

(6)

由公式(4)可以確定出最短基線尺寸應該滿足：

(7)

逐級解模糊相鄰兩級的基線應滿足如下關系：

(8)

依據式(8)，通過逐級迭代，獲取各級基線長度。

在0.38～2 GHz頻段，空域范圍：法線兩側±45°設計了雷達與通信信息共用測向陣列，其測向誤差仿真如圖4所示。天線單元兼顧了通信偵察對垂直極化的高增益需求，采用高增益圓極化天線單元，其模型如圖5所示。

圖4 干涉儀測向誤差曲線

圖5 天線單元模型圖

將圖4中的仿真數據代入下式：

(9)

計算可得干涉儀在邊界點的測向精度如下：

σr.m.s≈0.61°

3 接收前端一體化設計

接收機靈敏度能夠考核偵察系統接收小信號的能力，主要由接收機的噪聲系數、基帶單元解調對中頻信號的信噪比需求、解調信號的帶寬三者共同決定，其計算公式為：

Smin=-114+10lgB+10lgF

(10)

從式(10)可以看出，系統對小信號接收能力的惡化主要是因為信噪比的惡化，在接收信號大小一定、帶寬一定的前提條件下，信噪比主要受加性白噪聲的影響，它反映了接收機的噪聲系數。相位噪聲也會影響接收信號的質量，但相對于加性白噪聲而言，微乎其微。系統噪聲系數F計算如下：

(11)

式中：Gi為第i級的放大系數，無單位(倍數值)；Fi為第i級的噪聲系數，無單位(倍數值)。

從公式(11)可以看出，噪聲系數主要取決于第1級系統的噪聲系數，因此系統的噪聲系數主要取決于接收前端內的選通開關、放大器、濾波器等組件及元器件的參數。

接收前端主要完成信號的通道選擇、放大、功分、濾波、增益控制、均衡、故障檢測等功能。通信偵察射頻通道的仿真分析見圖6。雷達偵察射頻通道的仿真分析見圖7。

圖7 雷偵通道仿真

當通信信號帶寬為10 MHz時，由圖6的仿真結果可以計算出接收機靈敏度為-96.8 dBm。

當雷達信號帶寬為400 MHz時，由圖7的仿真結果可以計算出接收機靈敏度為-73 dBm。

通過上述分析，一體化接收前端設計指標完全可以滿足對多數偵察目標的偵察。

4 測試結果

為了驗證一體化測向系統的測向能力，在微波暗室對其性能進行了測試。

首先對L頻段內-45°～+45°方向取235個采樣點進行測試,測試結果誤差曲線如圖8所示。

圖8 雷達信號方位測試誤差曲線

對測試數據進行統計分析，L頻段雷達信號測向精度為0.89°(均方根誤差)。

而后對通信信號測向性能進行測試，以2 000 MHz、正交相移鍵控(QPSK)調制的常規通信信號作為被偵察信號，在-45°～+45°方向內對該信號進行了測試，測試誤差曲線如圖9所示。

對測試數據進行統計分析，測向精度為0.58°(均方根誤差)。

綜合上述分析，天線陣列和接收前端完全可行，解模糊算法準確有效，系統能夠準確地完成雷達信號和通信信號測向。

圖9 通信信號方位測試誤差曲線

5 結束語

對雷達信號與通信信號一體化測向進行了需求分析，從功能、技術體制、工作頻段等幾個方面分析了一體化設計的可行性，并給出一體化測向系統的總體設計框圖。重點介紹了測向所采用的技術體制和天線單元布設所采用的虛擬基線設計方法，并進行了仿真分析。對共用接收前端所應注意的技術細節進行分析和仿真，最后通過暗室測試，對測向系統的性能進行了測試，測試結果表明，無論雷達信號還是通信信號的測向精度均優于1°(均方根誤差)。