一種功率電磁閥的自適應節能驅動電路

鄒佳鑫， 邵德立， 吳昌昊

（中國兵器裝備集團 自動化研究所， 四川 綿陽 621000）

0 引言

對于絕大多數金屬導體而言，溫度越高，靜態電阻越大，溫度越低，靜態電阻越小。 電磁閥是由多匝線圈繞制而成的一種感性部件， 它的理論模型等效于一個電感L和一個電阻R 的串聯網絡。 因此，電磁閥在不同環境溫度下表現出的靜態電阻是不一樣的。 當功率電磁閥工作在高溫環境中， 此時的靜態電阻相比常溫下的靜態電阻會有較大增幅， 在數百攝氏度的極端情況下其靜態電阻甚至能達到常溫下靜態電阻的1.5 倍～2 倍。 若按照功率電磁閥的常溫狀態提供的驅動電壓將在高溫狀態下難以滿足啟動瞬間電磁閥負載對供電電壓的需求。 為了應對這種情況， 本文提出了一種自適應功率電磁閥節能驅動電路，能夠從根本上解決上述問題。

1 傳統驅動方案介紹

電磁閥驅動電流波形介紹。

圖1 電磁閥驅動電流波形圖

圖1 中，Imax為電磁閥激活電流值，Imin為電磁閥保持電流值，t1～t2為激活電流建立時間，t2～t3為電磁閥激活時間，t3～t4為激活狀態到保持狀態的轉換時間，t4～tn0為電磁閥保持時間，tn1～tn2為電磁閥關閉時間。

常見的電磁閥驅動電路由固定單電源加可調電阻式供電或是雙電壓式供電[1]，這類控制方式默認負載的阻抗特性基本不變，直接使用恒壓電源進行供電，通過恒流控制電路直接產生需求的驅動電流， 這種控制方式的優點在于電路相對簡單， 而缺點是對負載電流的控制需要建立在負載電阻基本不變或者變化范圍相對較小的情況。因電磁閥本身的靜態電阻的變化可能導致下述兩種極端情況的出現。 一種情況是所用供電電源提供的供電電壓能夠驅動最大靜態電阻的功率電磁閥， 但當功率電磁閥不在最大靜態電阻狀態時， 會有大量的能量消耗在恒流電路的功率MOS 管上， 增加了功能模塊的熱散功耗，如果功率MOS 管的溫度超過了它的結溫還會燒毀功率MOS 管； 另一種情況是供電電源的供電電壓僅能夠驅動正常靜態電阻下的功率電磁閥， 但當高感電磁閥處于較大靜態電阻狀態時，供電電壓不能提供所需的激活電流，致使無法正常驅動功率電磁閥。 上述的兩種情況均是由于功率電磁閥的靜態電阻的改變而出現的異常情況。 本文提出的自適應控制算法的設計出發點就在于解決后級負載的靜態電阻變化范圍較寬的問題。

2 自適應節能驅動電路方案設計

本文所述的自適應節能驅動電路主要包括可調驅動電源電路和恒流控制電路， 配合靜態輔助電源和開關二極管以實現電路啟動瞬間對功率電磁閥的靜態電阻進行檢測， 通過主控制器內部的環路控制算法達到對功率電磁閥節能驅動的目的。 如圖2 所示，其工作原理為：

靜態輔助電源的輸出電壓是固定不變的， 且一直保持輸出狀態。默認狀態下，主控制器向可調驅動電源電路發送最小輸出碼字，使可調驅動電源電路輸出0V，此時開關二極管D1截止，開關二極管D2導通，由靜態輔助電源作為功率電磁閥的驅動電源使用 （實際驅動能力遠遠不夠），在恒流控制電路中的采樣電阻上形成一個較小電壓差， 可根據檢測到的采樣電阻上的電壓推算出此時的電磁閥的靜態電阻值。 主控制器通過模數轉換器得到功率電磁閥的靜態電阻數據后， 帶入環路控制算法中計算得到此時所需的驅動電壓值， 并立即通過數模轉換器向可調驅動電源電路輸出對應驅動電壓的參考電壓值，一旦可調驅動電源的輸出電壓大于靜態輔助電源的輸出電壓，開關二極管D1導通，開關二極管D2將截止。 整個運行電路切換為由可調驅動電源電路向功率電磁閥供給安全有效且大小合適的驅動電源。

圖2 自適應功率電磁閥節能驅動電路系統框圖

3 軟件仿真設計

3.1 可調驅動電源設計

基于Multisim 仿真軟件， 利用MCU、8 位并行DAC芯片和壓控電壓源等元器件設計可調驅動電源電路，如圖3 所示。 當MCU 以并口的形式向8 位并行DAC 芯片發送碼字，與其輸出電壓一一對應，由于使用的基準電壓為5V，因此DAC 的滿量程輸出電壓約為5V，經過固定放大倍數為100 倍的壓控電壓源得到實際所需的驅動電源。如圖3 所示，壓控電壓源V1 的輸出范圍約為0V～500V，可調輸出的步進值約1.953V。

圖3 可調驅動電源仿真電路圖

3.2 恒流控制電路設計

基于Multisim 仿真軟件的恒流控制電路可簡單地由MCU、8 位并行DAC 芯片以及功率MOS 管組成模擬電路， 如圖4 所示。 由于功率MOS 管的柵極閾值電壓約4～5V，因此用10V 電源作為DAC 芯片的參考電壓，輸出最大為10V，能夠實現對功率MOS 管的開關控制和恒流控制。

圖4 恒流控制電路仿真電路圖

3.3 環路控制算法設計

自適應功率電磁閥節能驅動仿真電路如圖5 所示。

圖5 自適應功率電磁閥節能驅動仿真電路圖

如上圖所示的仿真電路，R1為功率電磁閥的靜態電阻，R2為采樣電阻，開關二極管D1的導通壓降約0.7V，默然所用靜態輔助電源輸出24V 電壓， 為提高電流回采數據的精度，選用16 位ADC 作為轉換芯片，但該芯片需預留一個使能端口以及一個轉換結束端口作為控制端口，因此16 位ADC 在本設計電路中只用到了高14 位，回采精度達0.3mV，滿足應用需求。 當U3為滿量程輸出時，功率MOS 管為全開狀態，其漏源電壓可忽略不計。 因此檢測電流Itest與靜態電阻R1的關系為：

此時ADC 芯片的檢測電壓與靜態電阻R1的關系為：

主控制器U1 接收到來自P1 口和P3 口的有效碼字（命名為adc_bin）為：

由此， 主控制器通過讀取P1 口和P3 口的有效碼字得到R1的值。

驅動功率電磁閥所需的驅動電壓Vd為：

因此所需的壓控電源的前端電壓為：

此時主控制器U1 的P0 口應該輸出的有效碼字為：

由上述各式共同形成了一個環路控制算法。

基于上述各公式算法，以C 語言的形式對8051 主控制器進行編程， 得到常溫狀態下功率電磁閥的仿真結果如下所示。電磁閥的激活電流默認為250mA，保持電流為150mA，此時的靜態電阻為800Ω。 如圖6 所示，4 通道示波器的A 通道監測功率電磁閥高側端電壓，B 通道監測功率電磁閥低側端電壓（同時也是功率MOS 管的漏極電壓），C 通道監測驅動電流， 按1V/mA 的比例轉換為電壓信號進行顯示，D 通道監測回采電壓。

圖6 常溫狀態下的激活電流仿真波形圖

當激活電流保持400ms 后，自動調整到150mA 的輸出狀態，仿真情況如圖7 所示。 整個仿真過程無需人為外加干涉，自動運行并輸出波形。

圖7 常溫狀態下的保持電流仿真波形圖

在主控制器的仿真代碼不變的情況下。在仿真電路中將功率電磁閥的靜態電阻R1的值改為1600Ω，以模擬在高溫環境下的啟動運行情況，仿真情況如圖8 所示。

如圖8-9 所示，不管電磁閥的靜態電阻是800Ω 還是1600Ω，均能有效得到對應的激活電流和保持電流，且在功率MOS 管上以漏源電壓的形式存在的電壓是B 通道監測電壓減去D 通道監測電壓， 這個電壓保持在較低電壓水平， 保證了功率MOS管不會因漏源電壓過大而快速升溫， 影響其電性能特性， 在保證恒流輸出的情況下， 盡可能地降低了輸出驅動電源的大小， 由此達到節能驅動的目的。

圖8 高溫狀態下的激活電流仿真波形圖

圖9 高溫狀態下的保持電流仿真波形圖

4 結論

本文以解決功率電磁閥在不同環境溫度下因靜態電阻差異較大而影響電路正常驅動為主要目的， 提出了一種自適應功率電磁閥節能驅動電路，通過仿真分析，本電路能在正常驅動未知阻值的功率電磁閥的同時， 降低總供電電源的輸出電壓，減少了功率MOS 管的漏源電壓損耗，降低了整個系統的功率開銷以及熱散功耗，提高了應用電路的可靠性。