火星探測天線組陣數(shù)據(jù)接收技術(shù)研究和驗證實驗

孔德慶，李春來，張洪波，蘇 彥，劉建軍，徐茂格，朱新穎，李俊鐸，薛喜平

(1. 中國科學(xué)院國家天文臺，中國科學(xué)院月球與深空探測重點實驗室，北京 100012；2. 中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

0 引 言

隨著深空探測與射電天文的迅猛發(fā)展，對射電望遠鏡的性能提出了新的需求[1-3]。然而，目前由于大口徑天線和低噪聲接收機等存在工程極限，單個天線性能的提高已經(jīng)到了停滯狀態(tài)，通過大量小天線組陣的方法是獲得更高天線性能的基本途徑。天線組陣技術(shù)除了能夠?qū)崿F(xiàn)等效口徑大天線接收能力的同時，還具有更大的視場、更高的系統(tǒng)可靠性、更低的建造維護費用、更好的計劃靈活性和對射電天文科學(xué)研究更廣泛的支持。天線組陣技術(shù)已成為深空通信和射電天文技術(shù)發(fā)展的主要方向[4]。

美國深空網(wǎng)早在20世紀70年代就開始進行天線組陣技術(shù)的研究和深空探測任務(wù)的執(zhí)行，最初利用已有的深空通信大天線和大型射電天文望遠鏡組陣。先后分別建成了三套全頻譜組陣系統(tǒng)[2,5]，在幾乎每次的深空探測中都進行了天線組陣的數(shù)據(jù)接收。分別利用深空站的34 m、64 m、70 m天線以及射電天文的Parkes 64 m天線、VLA 27面25 m天線陣等，在水手號、Voyager、Galileo、Cassini和先驅(qū)者號等系列深空探測器，在探測水星、木星、土星、天王星和海王星等任務(wù)中，都利用天線組陣技術(shù)進行了下行科學(xué)數(shù)據(jù)的接收，成功實現(xiàn)了深空探測器科學(xué)數(shù)據(jù)的最大效率回傳[6]。目前，正在建設(shè)和計劃建設(shè)的天線陣主要有SKA(平方公里陣)[7]、阿倫望遠鏡[2]、DSN(美國深空網(wǎng))大型陣等。NASA已明確表示在未來的深空探測中，將不再建設(shè)大型單口徑天線，而是采用中小天線組陣的方式[2]，DSN大型陣就是針對未來的深空探測，用于替換目前的70 m天線而研制的新一代天線陣。DSN大型陣采用數(shù)百個直徑為6～15 m的小天線進行組陣，它將從總口徑為2倍70 m天線口徑的原型系統(tǒng)開始，在資金許可的條件下可以做成原型的100倍；不過，目前這一系統(tǒng)面臨著微弱信號相關(guān)與合成的問題[8]。國內(nèi)除了中科院國家天文臺、上海天文臺已建成或正在建設(shè)的用于射電天文觀測研究的天線陣外，我國用于執(zhí)行深空探測數(shù)據(jù)接收任務(wù)的天線組陣仍停留在實驗階段。分別在國家天文臺密云站建立了4天線Ku頻段實驗系統(tǒng)[9]，在北京懷柔建立了4天線S/X頻段實驗系統(tǒng)，并針對嫦娥2號、同步衛(wèi)星等進行了組陣實驗[10]，舒逢春等[11]利用VLBI數(shù)據(jù)進行了組陣實驗。

我國首次火星探測任務(wù)已經(jīng)立項，根據(jù)我國的深空探測規(guī)劃，后續(xù)還將進行多次月球、火星、木星及遠至太陽系邊緣的行星際穿越的深空探測。地面接收到的探測器信號非常微弱，如采用現(xiàn)有的單天線接收，無法滿足探測器的科學(xué)數(shù)據(jù)下行需求。為了確保探測器有效載荷科學(xué)數(shù)據(jù)的順利下傳，在首次火星探測任務(wù)中擬采用密云站GRAS-1天線(口徑50 m)、昆明站GRAS-2天線(口徑40 m)、密云站GRAS-3天線(口徑40 m)和正在建設(shè)中的武清站GRAS-4天線(口徑70 m)組陣接收的方案來滿足數(shù)據(jù)接收的需求。4面天線組成的天線陣等效口徑可達102 m，針對后續(xù)更遠的深空探測任務(wù)，根據(jù)需要也可將國內(nèi)其他大型天線，如上海天文臺天馬站65 m、新疆天文臺南山站25 m等天線納入天線組陣中。

天線組陣中，特別是涉及異地組陣的時延、時延率和相位差的估計與補償，以及信號合成等方法是天線組陣的關(guān)鍵技術(shù)。天線組陣技術(shù)在航天工程中的應(yīng)用在國內(nèi)尚屬首次，密云站和武清站的直線距離約110 km，與昆明站的距離超過2100 km，屬于異地組陣。異地組陣與本地組陣相比，由于接收探測器下行信號的路徑不同，不同地點的天線接收系統(tǒng)接收到的信號會產(chǎn)生較大的時延和時延率；由于對流層的不穩(wěn)定性，使得對流層延遲可以在很短的時間、很小的區(qū)域內(nèi)發(fā)生變化[12]，對流層延遲的預(yù)測準確率一般不足70%，濕延遲的預(yù)測準確率更是不到30%。這些因素對信號合成效率都有較大影響。

為此，開展了信號時延、時延率和相位差的估計及信號合成方法的研究，提出了利用模型計算和基于科斯塔斯環(huán)的搜索估計相結(jié)合的初始時延和多普勒頻差快速估計方法，并利用現(xiàn)有的密云站GRAS-1天線和昆明站GRAS-2天線，以嫦娥3號著陸器數(shù)傳信號作為實驗對象，進行了天線組陣與數(shù)據(jù)接收技術(shù)檢驗實驗。

1 火星探測數(shù)據(jù)接收天線組陣合成性能分析

1.1 數(shù)據(jù)接收天線組陣方案

圖1為首次火星探測天線陣組成及信號合成數(shù)據(jù)處理流程示意圖。探測器信號由地面站天線接收經(jīng)下變頻后，由檢前信號采集設(shè)備進行中頻信號采集、處理，通過網(wǎng)絡(luò)發(fā)送到組陣信號合成和解調(diào)處理機進行信號合成和軟件解調(diào)。下變頻器和檢前采集設(shè)備由站內(nèi)原子鐘提供的頻標信號作為外頻標。組陣信號合成和解調(diào)軟件實現(xiàn)各路信號之間的時延、多普勒頻差和相位差等參數(shù)估計，完成信號幅度、時延、條紋旋轉(zhuǎn)和相位的補償和修正，并將修正后的數(shù)據(jù)進行加權(quán)相加實現(xiàn)信號合成。合成信號由軟件解調(diào)模塊實現(xiàn)軟件解調(diào)。

圖1 天線陣組成及信號合成數(shù)據(jù)處理流程示意圖Fig.1 Antenna array and the combining flow diagram

用于天線陣信號合成處理的基本方法主要有全頻譜合成(FSC)、復(fù)符號合成(CSC)、符號流合成(SSC)、基帶合成(BC)和載波組陣(CA)等。其中，復(fù)符號合成和基帶合成適用于存在副載波的情況，載波組陣主要適用于本地組陣，符號流合成效率較低，全頻譜合成方法具有更高的合成效率和更廣泛的信號適用能力[2]。為此主要針對合成效率和信號適應(yīng)能力最強的全頻譜合成方法進行研究。

1.2 天線陣信號合成性能分析

假設(shè)每個天線對的殘留相位誤差呈高斯分布，以天線1為參考天線，則FSC合成損失可表示為[13]

(1)

式中:RFSC為FSC合成信號的實際信噪比，Rideal為無合成損失時的合成信號理論信噪比，Ri為天線i的信噪比，Cij為由于天線之間相位未對齊引起的減弱系數(shù)，且

Cij=E{exp[j(Δφi1-Δφj1)]}=

式中：Ri1為天線i的信號與參考天線1的互相關(guān)函數(shù)的信噪比，即

Ri1=2RiR1TB

式中：T為積分時間，B為信號帶寬。

理論上信號信噪比越低，合成損耗越高，選擇合成后的信號信噪比為解調(diào)門限時進行指標分析。由LDPC譯碼的Eb/N0≤0.5 dBHz(編碼后)的門限要求，以及GRAS-1、2、3和4天線G/T值，計算合成信號達到解調(diào)門限時每面天線信號的信噪比。此時單路天線信噪比均低于解調(diào)門限，合成信號Eb/N0達到0.5 dBHz解調(diào)門限要求。經(jīng)計算，不考慮大氣相位擾動，在采用全頻譜合成SIMUPLE互相關(guān)算法時，在碼速率≥256 bps，頻標頻率穩(wěn)定度≥2×10-11時，GRAS-1/2/3/4天線陣可以實現(xiàn)合成損失≤0.35 dB。一般條件下，銣種、氫鐘等的短期穩(wěn)定度均可滿足這一條件，但考慮大氣擾動和接收設(shè)備等因素對相位穩(wěn)定性的影響，一般選用短穩(wěn)精度較高的氫鐘作為頻率標準。在首次火星探測任務(wù)中，下行數(shù)據(jù)最低碼速率為16 kbps，所以GRAS-1/2/3/4天線陣可以滿足火星任務(wù)及后續(xù)其他深空探測任務(wù)的信號合成性能要求。

2 信號合成方法和處理流程

信號合成首先根據(jù)探測器軌道進行時延、頻差的模型計算或基于信號的初步估計，進行信號時延和頻差的粗修正；通過互相關(guān)實現(xiàn)時延、頻差和相位差的精確估計和修正，然后進行信號的加權(quán)合成；合成后的信號通過軟件解調(diào)實現(xiàn)下行數(shù)據(jù)的獲取。

2.1 初始時延、頻差和相位差快速估計方法

基于時延模型的初始時延和時延率計算，需要較高的探測器軌道和兩站授時精度。在缺少精確先驗知識的條件下，直接利用互相關(guān)方法進行時延、多普勒頻差的估計，需要進行二維搜索，需要較大的計算量和較長的估計時間。為此提出一種基于科斯塔斯環(huán)載波跟蹤的時延、多普勒頻差和相位差的快速估計方法。在實際信號合成處理中，可以與由探測器軌道和天線位置的模型計算相結(jié)合，從而極大提高信號的互相關(guān)捕獲效率和初始估計精度。

時延、多普勒頻差和相位差快速估計示意圖如圖2所示。天線信號經(jīng)采樣后，利用科斯塔斯環(huán)實現(xiàn)載波相位的復(fù)現(xiàn)和跟蹤；輸出的同相信號經(jīng)時延互相關(guān)實現(xiàn)兩天線信號的時延估計，同時實現(xiàn)載波相位差π弧度的相位模糊估計。復(fù)現(xiàn)的載波相位經(jīng)時延調(diào)整后實現(xiàn)兩路載波相位的時間同步，然后經(jīng)載波相位差分后獲得載波相位的差值，通過頻差和初始相位差估計模塊實現(xiàn)頻率差和相位差的估計，其中相位差還需要進行π或0弧度的相位補償。頻率差和初始相位差估計模塊可采用經(jīng)典的最小二乘估計方法實現(xiàn)頻率差和相位差的估計。

圖2 天線信號相位差、時延和頻率差快速估計示意圖Fig.2 The estimation flow diagram of signal phase difference, delay and frequency difference

與傳統(tǒng)的估計方法相比，由于載波跟蹤和時延互相關(guān)估計都只需要一維搜索，估計速度比傳統(tǒng)的二維搜索的互相關(guān)方法快得多，同時不需要探測器位置、時延或時延率的先驗知識。

2.1.1多普勒頻率捕獲

深空探測具有較大多普勒頻率，對信號進行載波跟蹤前需要先進行載波捕獲。BPSK信號通常的載波恢復(fù)方式是通過平方處理去除信息調(diào)制，這種方式可以達到很高的頻率分辨率。通過平方處理，完成載波恢復(fù)，然后進行傅里葉變換，通過計算幅度譜最大值對應(yīng)的頻率實現(xiàn)載波頻率的估計。圖3(a)給出了嫦娥3號下行信號的功率譜，圖3(b)為平方譜，可以看出與功率譜相比平方譜具有很高的頻率分辨率。

圖3 嫦娥3號下行信號功率譜與平方譜Fig.3 The power spectrum and square spectrum of CE-3 downlink signal

由于平方運算的非線性，噪聲自相乘以及噪聲信號交叉項導(dǎo)致信噪比惡化，尤其是低信噪比條件下，將導(dǎo)致噪聲方差急劇增大。在輸入信噪比小于0 dB以后，隨著信噪比降低，平方后的信噪比急劇惡化。在低信噪比情況，可以采用基于循環(huán)相關(guān)的載波頻率估計方法。由于調(diào)制信號是周期平穩(wěn)的，其不同譜分量之間具有相關(guān)性，而這一相關(guān)性是噪聲所沒有的，因此這種處理方式可以有效抑制噪聲的干擾。

2.1.2基于軟件科斯塔斯環(huán)的載波跟蹤

科斯塔斯環(huán)載波跟蹤模塊結(jié)構(gòu)示意圖如圖4所示，通過載波跟蹤獲得兩路天線信號的同相信號，并分別獲取兩路天線信號的載波相位。

圖4 基于軟件科斯塔斯環(huán)的載波跟蹤結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 The diagram of carrier tracking structure based on software Costas ring

軟件科斯塔斯環(huán)由兩個相正交的環(huán)路構(gòu)成，每個環(huán)路包括第一乘法器、低通濾波器、第二乘法器、環(huán)路濾波器和數(shù)字控制振蕩器(NCO)，兩路環(huán)路共用一個環(huán)路濾波器和NCO。NCO分別和兩路互相正交的環(huán)路構(gòu)成鎖相環(huán)；NCO分別向兩個環(huán)路提供互相正交的正弦載波和余弦載波，并分別輸出至兩個環(huán)路中的第一乘法器。

2.2 基于互相關(guān)的精確時延、頻差和相位差估計

假設(shè)兩路天線信號之間的時延、頻差和相位差在短時間內(nèi)近似為常數(shù)，則它們的最大似然估計可表示為[14]

(2)

x1(t)=A1a(t)exp[j(2πf1t+φ1)]，x2(t)=A2a(t-τ0)exp[j(2πf2t+φ2)]

式中:A1和A2是信號幅度；a(t)是調(diào)制信號；τ0為信號時延；f1和f2分別為信號中心頻率，由于多普勒頻率影響，兩者存在頻差；φ1和φ2為信號初始相位。則式(2)可近似為

exp[-j(2πΔft+Δφ)]}dt

(3)

式中：Δf為信號多普勒頻差估計值。上式的頻域形式可表示為

exp[-j(2πτf+Δφ)]}df

(4)

在時延、多普勒頻差和相位差經(jīng)過粗修正后，由式(4)可以看出，互相關(guān)函數(shù)的相位譜與時延值和相位差存在線性關(guān)系，可以通過在頻域下利用互相關(guān)函數(shù)的相位譜進行時延和相位差的最小二乘估計；由式(3)可以看出，多普勒頻差和相位差與時域互相關(guān)相位存在線性關(guān)系，可以利用時域互相關(guān)函數(shù)進行頻差和相位差的最小二乘估計。

如果來自各天線信號的信噪比(SNR)足夠高，所有天線對都可進行很強的相關(guān)，則無需特殊處理，直接利用從相關(guān)獲得的相位和延遲偏移來對齊信號即可。然而，當(dāng)來自各天線信號的SNR較低時，通常必須采用其他方法來進行相位估計。用信號相關(guān)來確定對天線信號的幅度和相位進行修正的復(fù)加權(quán)值，主要存在SIMPLE、SUMPLE[15-16]、EIGEN[17-18]和LSFIT[19]等幾種算法。在這些算法中，EIGEN和LSFIT計算量較大，SIMPLE和SUMPLE計算量較小；從合成效率和計算量來說SUMPLE算法具有最好的合成性能。在首次火星探測任務(wù)中將主要采用SIMPLE和SUMPLE互相關(guān)方法進行信號合成。

2.3 時延、頻差和相位差補償

2.3.1時延補償

時延可以分為整數(shù)部分和小數(shù)部分，整數(shù)部分的對齊可以通過移動數(shù)字信號來實現(xiàn)。根據(jù)時延值和采樣速率計算時延整數(shù)位數(shù)，通過改變數(shù)據(jù)對應(yīng)的指針位置實現(xiàn)時延的整數(shù)位補償。

時延值的小數(shù)部分小于一個采樣周期，無法直接通過數(shù)字信號平移實現(xiàn)，一般采用時域濾波或插值、頻域相位調(diào)整的方法實現(xiàn)。根據(jù)傅里葉變換的平移性質(zhì)，將時延值小數(shù)部分的補償通過頻域的相位補償實現(xiàn)，如下式所示[20]

X′(f)=X(f)exp(-j2πfτf)

(5)

式中：τf為小數(shù)部分時延。

2.3.2多普勒頻差和相位差補償

由于多普勒頻移的不同，在進行相關(guān)時需要事先進行條紋旋轉(zhuǎn)。由于傳輸介質(zhì)和接收設(shè)備的影響，信號具有不同的初始相位。條紋旋轉(zhuǎn)和相位補償一般采用具有較好精度的時域補償，并對信號波形影響最小。條紋旋轉(zhuǎn)和相位差的時域補償可表示為[21]

x′(t)=x(t)exp[-j(2πΔft+Δφ)]

(6)

式中:Δf和Δφ分別為信號間的多普勒頻差和相位差。

3 天線組陣數(shù)據(jù)接收技術(shù)實驗驗證

針對嫦娥3號著陸器X頻段2.5 Mbps的下行數(shù)傳信號，利用密云站GRAS-1和昆明站GRAS-2天線進行了組陣實驗，圖5為GRAS-1和GRAS-2天線照片。天線信號經(jīng)數(shù)傳通道高頻制冷接收機、光端機及光纖傳輸、下變頻器和檢前記錄儀等設(shè)備實現(xiàn)嫦娥3號數(shù)據(jù)的采樣和記錄。其中，下變頻器從站內(nèi)時頻系統(tǒng)輸入10 MHz頻標信號作為外頻標，檢前記錄儀輸入10 MHz頻標和1PPS信號作為外頻標和時間同步信號；時頻系統(tǒng)采用氫原子鐘作為輸入頻標。

圖5 GRAS-1和GRAS-2天線Fig.5 The picture of GRAS-1 and GRAS-2 radio telescope

為檢驗低信噪比情況下的信號合成性能，通過將兩天線指向逐步偏開信號源，進行了低信噪比接收的組陣實驗。2015年4月7日至2016年4月23日，共進行了52天的組陣觀測實驗，單站觀測數(shù)據(jù)量超過8TB。

3.1 符號流合成驗證結(jié)果

利用2015年5月2日的觀測數(shù)據(jù)，進行了符號流合成實驗。合成流程為通過軟件科斯塔斯環(huán)實現(xiàn)單路天線信號的載波鎖定，然后通過同相信號的互相關(guān)計算實現(xiàn)時延和相位差估計，在解調(diào)判別前進行信號的時延和相位修正，最后進行信號合成和數(shù)據(jù)解調(diào)。數(shù)據(jù)采集的參數(shù)設(shè)置為，信號帶寬10 MHz，采樣頻率12.5 Msps，I、Q正交采樣，量化位數(shù)為16 bit。

GRAS-1和GRAS-2的信噪比分別為15.83 dB和14.31dB，合成后的信噪比為17.61 dB，合成損失0.53 dB，合成效率為88.5%。合成前后的星座圖如圖6所示，可以看出合成后的星座圖更加趨于集中，分布的發(fā)散程度明顯收斂。

圖6 合成前后星座圖示意圖Fig.6 Constellation before and after combining

3.2 全頻譜合成驗證結(jié)果

3.2.1時延、時延率和相位差估計與補償實驗

對2015年5月2日的組陣觀測數(shù)據(jù)進行了初始時延、時延率和相位差的估計。圖7(a)為存在時延殘差的互相關(guān)系數(shù)示意圖，圖8(a)為存在多普勒頻差的互相關(guān)干涉條紋。從互相關(guān)結(jié)果可以看出，在進行時延和頻差精確修正前，相關(guān)系數(shù)和相關(guān)頻譜的相位與理想的自相關(guān)譜存在一定的偏差。通過時延和時延率估計得到時延為5.0×10-7s，時延率為4.11×10-11s/s。將殘余時延和頻差進行修正，得互相關(guān)系數(shù)如圖7(b)所示，互相關(guān)條紋如圖8(b)所示。分數(shù)時延修正前后的互相關(guān)相位譜如圖9(a)和9(b)所示。從互相關(guān)結(jié)果可以看出，互相關(guān)系數(shù)、條紋和相位譜與理想的自相關(guān)譜相吻合。

圖7 分數(shù)時延修正前后的互相關(guān)系數(shù)Fig.7 Coefficient of cross-correlation before and after fractional delay correction

圖8 條紋旋轉(zhuǎn)前后的干涉條紋Fig.8 Interference fringes before and after phase rotation

圖9 分數(shù)時延調(diào)整前、后的互相關(guān)相位譜Fig.9 Cross-correlation phase spectrum before and after fractional delay correction

3.2.2全頻譜信號合成實驗

分別利用2015年5月2日、3日、5日、8日以及9月29日、2016年3月29日、2016年4月19日和2016年4月21日的觀測數(shù)據(jù)，進行了低信噪比的全頻譜合成實驗。2015年9月29日的觀測數(shù)據(jù)是逐步以等間隔角度(50 s)偏開天線俯仰，直至解調(diào)機失鎖不能正常解調(diào)。2016年3月29日的觀測數(shù)據(jù)是通過逐步偏開天線方位角度，使兩天線的接收信號信噪比以3dB為間隔下降，直至解調(diào)機失鎖不能正常解調(diào)。2016年4月19日和2016年4月21日的數(shù)據(jù)是單天線信噪比在0 dB附近以1 dB為間隔下降進行的觀測。數(shù)據(jù)采集時的參數(shù)設(shè)置為：信號帶寬10 MHz，采樣頻率12.5 Msps，I、Q采樣，量化位數(shù)16 bit，頻標采用外頻標。

信號合成驗證結(jié)果如表1所示，合成前后信噪比如圖10所示，合成效率隨信噪比變化曲線如圖11所示。從實驗結(jié)果可以看出，50 m天線信噪比從-15.23～17.43 dB，40 m天線從-14.09～15.40 dB，合成信號信噪比覆蓋了-11.91 dB～18.86 dB的范圍，合成損失最大為0.45 dB，合成效率不低于90.2%。圖12(a)為合成前后的功率譜(2015年5月2日數(shù)據(jù))示意圖，圖12(b)為合成前后信噪比隨時間變化曲線；圖13為合成前后解調(diào)判決前的信號波形示意圖；從中可以看出合成前后的波形一致，且合成后的信號具有更高的信噪比。

圖10 合成前后信噪比示意圖Fig.10 SNR before and after combining

圖11 合成效率隨信噪比變化曲線Fig.11 Combining efficiency with SNR curve

圖12 合成前后的功率譜和信噪比隨時間變化曲線Fig.12 Power spectrum and SNR curve before and after combining

圖13 解調(diào)判決前的信號波形Fig.13 Signal waveform before demodulation decision

表1 合成驗證結(jié)果(外頻標)Table 1 The combining experiment results (External frequency standard)

2015年5月2日的數(shù)據(jù)選取的是與符號流合成檢驗實驗相同時間的數(shù)據(jù)，符號流與全頻譜合成效果如表2所示。從中可以看出全頻譜的合成增益比符號流高0.21 dB，驗證了全頻譜合成具有更高的合成性能。

表2 符號流和全頻譜合成效率對比Table 2 The combining efficiency comparison of SSC and FSC

為了驗證頻標誤差對信號合成性能的影響，2016年4月21日的數(shù)據(jù)采用了內(nèi)頻標。圖14給出了2016年4月19日和21日的數(shù)據(jù)合成損失對比情況。從中可以看出采用氫鐘作為外頻標的觀測數(shù)據(jù)合成性能明顯優(yōu)于內(nèi)頻標數(shù)據(jù)，合成損失平均比內(nèi)頻標降低0.07 dB。

圖14 內(nèi)外頻標合成損失對比Fig.14 Comparison of combining loss using internal and external frequency standard

3.2.3月面噪聲對信號合成性能的影響

圖15 月面噪聲對信號合成損失的影響示意圖Fig.15 Influence of Moon surface noise on combining loss

從圖11中的合成效率變化曲線可以看出，在高信噪比時合成效率隨著信噪比的降低而增大，在低信噪比時合成效率隨信噪比降低而減小，這一現(xiàn)象不完全符合全頻譜合成性能隨信噪比降低而下降的規(guī)律。說明兩站接收的噪聲存在一定的相關(guān)性，并且隨著天線逐步指向探測器，相關(guān)噪聲也逐步增大。產(chǎn)生的主要原因是由于兩天線接收的月面噪聲存在相關(guān)性，Dewey對背景展源對信號合成的影響進行了詳細分析[22]。當(dāng)天線指向逐步偏離月面時，月面亮溫度造成的影響也逐步減小。嫦娥1號微波輻射計的觀測結(jié)果，月球白天7.8 GHz的表面亮溫度為60 K～245 K，且赤道亮溫最高，向兩極逐漸降低[23]。另外，由于月面噪聲的存在，一定程度也會影響探測器信號相位差的估計精度，在低信噪比時將會更加明顯[24]。

圖16給出了2015年9月29日的實驗數(shù)據(jù)合成后噪聲實際功率與理論噪聲功率的差值、合成后信號實際功率與理論功率的差值和信號合成損耗等與合成后信噪比之間的關(guān)系，可以明顯看出上述規(guī)律；在合成后信噪比為20.6 dB的高信噪比時，合成后噪聲實際功率與理論噪聲功率的差值達到0.44 dB，合成損失達到0.45 dB，高于低信噪比時的合成損失。

4 結(jié) 論

通過對天線組陣的關(guān)鍵技術(shù)，特別是涉及異地組陣的時延、時延率和相位差的估計與補償，以及信號合成等關(guān)鍵技術(shù)的研究，提出了利用模型計算和搜索估計相結(jié)合的初時延和時延率快速估計方法。利用現(xiàn)有的密云站GRAS-1天線和昆明站GRAS-2天線，以嫦娥3號著陸器數(shù)傳信號作為實驗對象，開展了天線組陣與數(shù)據(jù)接收信號合成實驗驗證。

研究和實驗結(jié)果表明，全頻譜合成方法優(yōu)于符號流合成方法，其合成損耗小于等于0.45dB，可用于我國火星探測任務(wù)天線組陣的信號合成；初始時延和時延率快速估計方法可提高廣域組陣信號互相關(guān)的搜索效率；所確定的信號合成技術(shù)流程和數(shù)據(jù)處理方法可用于我國首次火星探測信號合成接收軟硬件設(shè)備的研制和開發(fā)。

后續(xù)的研究中，將對月球、火星等展源干擾信號對信號合成性能的影響進行進一步分析研究，并對合成流程進行優(yōu)化，以期進一步提高信號合成性能。