一種寬電流工作范圍的CT取能電源設計方法

盧治江 王瑋 徐丙垠 梁棟 高田瑋

摘? 要： 針對利用CT從母線取能的電源設計中存在的小電流時供電死區和大電流時電源發熱的矛盾問題，文中提出一種寬電流工作范圍的CT取能電源設計方法。在小母線電流時使鐵芯以最大功率輸出實現了鐵芯體積的最小化，在大母線電流時通過鐵芯的功率輸出導通角的自適應控制，實現了電源電路對鐵芯輸出功率的控制，從而很好地避免了電源發熱。建立CT取能的等效模型，給出該電源方案的詳細設計。實測結果表明，該電源在20～1 000 A的母線電流范圍下，可穩定提供5 W功率輸出，且電源在大母線電流時也無明顯發熱現象，驗證了所提方法的有效性。

關鍵詞： CT取能系統; 電源設計; 等效模型建立; 功率輸出控制; 自適應控制; 實驗測試

中圖分類號： TN86?34; TM727? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼： A? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號： 1004?373X（2020）06?0124?05

A design method of CT draw?out energy power supply with wide operating range current

LU Zhijiang， WANG Wei， XU Bingyin， LIANG Dong， GAO Tianwei

（School of Electrical and Electronic Engineering， Shandong University of Technology， Zibo 255049， China）

Abstract： In allusion to the problems existing in the power supply design of CT draw?out energy from bus， i.e. there is powered dead zone at small currents and power supply occurs in heating phenomenon at large currents， a design method of CT draw?out energy power supply with wide operating range current is proposed. At small bus currents， the volume minimization of iron core with the maximum power output is realized. At large bus currents， the power supply circuit can control the output power of the iron core by means of the adaptive control of the power output conduction angle of the iron core， so as to avoid the heating of the power supply. The equivalent model of CT draw?out energy is built， and the detailed design of the power supply is given. The actual measured results show that the power supply can stably provide 5 W power output in the bus current range of 20～1 000 A， and has no obvious heating phenomenon when the bus current is large， which verifies the effectiveness of this method.

Keywords： CT draw?out energy system; power supply design; equivalent model building; power output control; adaptive control; experimental testing

0? 引? 言

隨著電力行業對供電可靠性要求的不斷提高，輸電線路在線監測技術得到了越來越廣泛的應用[1?2]，例如輸電線路絕緣子污穢監測、絕緣子泄漏電流監測、覆冰監測、分布式行波測距等。由于輸電線路在線監測設備長期工作在野外，其電源一般不能由低壓側直接供給，因此電源技術成為制約其發展和應用的關鍵技術之一。

常用的在線取能方式有太陽能板供能、激光供能、分壓電容器取能、利用CT從母線取能等[1]。上述各種方式中，利用CT從母線取能的方式具有可靠性高、壽命長、電源體積小、結構緊湊、絕緣封裝簡單、使用安全等優點，因此該方式也成為目前實用化程度最高的取能方式[3?6]。利用CT從母線取能的方式主要存在兩個問題：

1） 母線電流過小時，電源不能取得足夠功率，因此存在供電死區;

2） 母線電流過大時，電源輸入功率過大從而導致電源發熱。

針對以上問題，本文提出了一種寬電流工作范圍的CT取能電源設計方法，該方法通過為取能鐵芯選擇合適的尺寸與副邊匝數[4]，使鐵芯在小母線電流時以接近其最大功率進行輸出，從而最大程度地降低供電死區;在大母線電流時，通過對取能鐵芯的功率輸出導通角進行控制，實現對后續電源電路輸入功率的控制，從而避免了電源的發熱。該電源在20～1 000 A母線電流范圍下實現穩定的5 W功率輸出，并通過實際測試驗證了該方法的正確性。

1? CT取能系統分析

CT取能線圈功率輸出的等效模型如圖1所示。

根據電磁感應定律、磁動勢平衡方程及全電流定律可知：

式中：[E2]為取能線圈副邊感應電壓（有效值）;f為母線電流頻率;N1，N2分別為原邊和副邊匝數，[N1=1];I1，I2，Im分別為一次電流、二次電流及鐵芯的勵磁電流;Φm為主磁通;Bm為磁感應強度;Hm為磁場強度;S為鐵芯截面積;l為平均磁路長度;μ為鐵芯磁導率，μ=μ0 μr，μ0為真空磁導率，μr為相對磁導率。

聯立式（1）～式（4），副邊輸出功率P可表示為：

由式（6）可知：鐵芯輸出功率存在一個最大值，該最大值只與鐵芯材料、截面積、平均磁路長度及母線電流有關，與副邊匝數無關[7]。由于電源的等效阻抗是一個固定值，要使，其副邊匝數也就是確定的。因此對一個材料和尺寸確定的鐵芯，必定存在一個確定的副邊匝數，使其電源電路對應鐵芯以接近其最大功率進行輸出[8]。

2? 電源系統設計

本設計以用于110 kV輸電線路的分布式行波測距裝置為應用背景，研究了一種新的CT取能電源設計方法，該電源可在母線電流20～1 000 A的寬電流范圍下，穩定輸出5 W功率。圖2為本文設計電源的結構框圖，包括導通角控制電路、整流濾波電路、DC?DC轉換電路。其中導通角控制電路通過控制副邊繞組的功率輸出導通角，進而對鐵芯的輸出功率進行控制;整流濾波電路用于將交流電壓轉換為單向脈動直流電壓后并降低紋波;DC?DC轉換電路用于將整流濾波后較高的直流電壓變為負載需要的直流電壓，并保證該電壓不受一次電流和負載變化的影響[9?10]。

2.1? 取能鐵芯及副邊繞組匝數的設計

鐵芯設計的原則是在滿足取能要求的前提下盡量降低鐵芯的尺寸，鐵芯的尺寸是由其最小工作電流要求決定的。根據式（6）可知，選擇初始磁導率高的鐵芯材料能降低其最小工作電流?？紤]到在線監測設備多具有帶電安裝的要求，必須對鐵芯進行切割，因此必須考慮氣隙對鐵芯功率的影響[4]。以20 A時輸出5 W功率為原則，根據式（6），鐵芯內徑至少要40 mm，同時考慮電源安裝時線路的外徑、副邊繞組厚度、絕緣厚度因素，最終鐵芯內徑選取65 mm、外徑95 mm，縱高110 mm、帶0.035 mm開口氣隙的O型硅鋼片[4]鐵芯進行設計。

本設計所應用的分布式行波測距裝置其靜態功耗為5 W，使用5 V電壓。因此對電源測試來說，可用5 Ω電阻對實際分布式行波測距裝置進行等效。根據不同母線電流時鐵芯均存在最大功率輸出點的理論，其副邊匝數使要求的最小工作電流20 A時鐵芯能夠以最大功率進行輸出。考慮到本設計中電源電路的電壓要求其副邊匝數最少為100匝，因此為了確定最佳副邊繞組匝數，采用了實測尋找的方法，匝數從100匝開始，以5匝為單位進行增加，同時對負載的電流和電壓進行測量。當等效電源電路的輸出功率達到最大時，此時的副邊繞組匝數即為系統需要的最佳匝數。本設計中，20 A時鐵芯輸出最大功率對應的副邊繞組匝數為130匝。

2.2? 導通角控制及整流濾波電路

電源的導通角控制及整流濾波電路如圖3所示，導通角控制電路用于控制鐵芯副邊繞組的功率輸出導通角，其目的是控制電源電路對鐵芯輸出功率的獲取。利用可控硅在電壓過零點時自動關斷的特性，選用雙向可控硅可使電源前端電路在每個周波內均自動“導通關閉”2次，若副邊繞組每半個周波內的功率輸出導通角都為θ，則鐵芯線圈的副邊輸出功率P為：

式中：導通角θ取值范圍為0°～180°;[ω]為系統頻率;[φ]為母線電流和鐵芯勵磁電流之間的相位差，并當等效阻抗固定時，[φ]為常數。

正半周波內，可控硅TR1，TR2最初不導通，副邊電壓Uin在過零后開始增大，Uin整流變為直流電壓后在為負載供能的同時對電容C1，C2充電，C1，C2充電到一定大小時，此時副邊電壓Uin的瞬時值增大到使穩壓管D1導通，進而分別觸發可控硅TR1，TR2導通，在TR1，TR2導通期間，電源停止獲取功率，此時利用C1，C2放電為負載供能，C1，C2在放電過程中其電壓不斷下降。負半周波內，可控硅在其兩端電壓過零時首先自動關斷，Uin瞬時值從零點開始不斷增大，這期間Uin整流后在為負載供能的同時再次對電容C1，C2充電，當C1，C2充電到一定大小時，Uin的瞬時值又增大到使穩壓管D2導通，進而再次觸發TR1，TR2導通，此時電源再次停止獲取功率，此后再次利用C1，C2放電為負載供能，如此循環反復。C4，R1構成雙向可控硅的阻容吸收回路，用于吸收通斷瞬間的高頻信號。

由此可見，通過選擇合適的儲能電容C1，C2大小，即可保證每半個周波內電容的儲能能夠滿足該半周波功率導通角不導通期間為負載不間斷地提供功率。母線電流越大，Uin越大，Uin的瞬時值越早達到穩壓管閾值，可控硅越早導通，其導通時間越長，鐵芯線圈的有效功率輸出時間越短，對應的功率輸出導通角θ越小，因此不同母線電流也即實現了對副邊輸出功率導通角θ的自適應控制。

此外，由于可控硅導通時間由Uin的瞬時值決定，因此對大母線電流來說，其較大的電流瞬時值也被及時導通的可控硅進行了分流從而避免其流入電源電路，也就避免了大電流時的電源發熱，從而保證了電源的壽命和可靠性。

導通角控制電路后為全波整流電路，考慮到副邊電壓較高，而副邊電流較小，選用正向導通壓降較小的整流橋芯片MB2S，其反向耐壓為200 V，正向電流可達30 A;C1，C2選用100 μF、耐壓63 V的電解電容，電容C3用于濾除高頻干擾。

2.3? DC?DC轉換電路

電源的DC?DC轉換電路如圖4所示。DC?DC轉換電路將整流濾波后交流分量較小、數值較高的直流電壓變為負載需要的直流電壓，并保證該電壓不受一次電流和負載變化的影響。DC?DC處理電路是基于隔離反激式變換器構成[11]。

當開關管IRFR220N導通時，反激變壓器一次側有電流通過，將能量儲存在反激變壓器中，此時二次繞組與反饋繞組輸出的電壓極性是上負下正，二極管截止，沒有輸出電壓，一次繞組電流線性增加，直到達到電流峰值時，開關管關斷;在開關管IRFR220N關斷時，一次繞組沒有電流通過，因電磁感應原理，產生上負下正的感應電壓，二次繞組與反饋繞組產生上正下負的感應電壓，二極管導通，反激變壓器中儲存的磁場能量轉化為電能釋放到二次繞組和反饋繞組，并經過整流濾波后獲得輸出電壓。由于選用峰值電流控制模式的反饋控制芯片NCP1234作為主控單元，芯片固定震蕩頻率為100 Hz。開關頻率很高，則輸出電壓基本保持穩定。輸出電壓經過光電耦合器LTV?357T后，在集電極產生反饋電壓，此電壓在控制芯片的FB端內部經過調理產生的電流，與CS端檢測到的電流ICS進行比較，當ICS小于調理后電流時，控制芯片的DRV端輸出的PWM信號使開關管保持導通，當ICS等于調理后電流時，DRV端輸出的PWM信號使開關管關斷，并在下一個開關周期起始自動導通，如此循環反復。

通過電阻分壓來保證比較器LM2903的同相輸入端電壓恒大于反相輸入端電壓，使比較器LM2903恒定輸出高電平。假設二極管VD1正向導通壓降為0.7 V，LM2903自身壓降為Vb（大于1 V），則滿足關系：

進而就確保了U0始終大于Ufb，避免Ufb過高燒壞控制芯片FB端。

隔離反激式變換器中開關管IRFR220N作為PWM調制器，反激變壓器與光電耦合器LTV?357T起到隔離作用，反激變壓器也等效為一個儲能電感，不斷地儲存能量和釋放能量。C5，C6，C7并聯使輸出電壓紋波平滑，也為瞬態負載響應提供了電荷泵，選擇三個A型貼片鉭電容（100 μF，20 V）。為了限制VCC端的紋波電壓，C8，C9選擇兩個E型貼片鉭電容（10 μF，25 V），C10選擇100 nF貼片電容。隔離反激式變換器不僅所用器件少，電路結構簡單，同時能實現輸入與輸出電氣隔離，降低了電源端對負載的干擾。

3? 實驗測試

本設計電源應用于110 kV輸電線路的分布式行波測距裝置，該電源要求在原邊電流20～1 000 A的寬電流范圍下，均能穩定地為裝置提供5 W功率。

通過搭建實驗平臺，來驗證本電源設計方法的正確性。按照設計參數制作取能鐵芯，使用130匝、外徑粗細規格1.8 mm的漆包線繞制副邊繞組。使用升流器輸出測試用原邊電流，利用滑動變阻箱作為負載。實驗平臺如圖5所示。

導通角控制電路中雙向可控硅選擇BTA41600，其最大工作電流達到45 A，耐壓級別達到600 V。通過產生10～1 000 A電流，用示波器實測可控硅兩側電壓波形，該波形即鐵芯線圈副邊輸出電壓波形，該波形反映出不同原邊電流時鐵芯具有不同的輸出導通時間。圖6為不同原邊電流時的電壓波形。

當原邊電流較小時，如圖6a）所示，鐵芯磁通未飽和，波形近乎為正弦波。隨著原邊電流升高，如圖6b）～圖6i）所示，鐵芯開始飽和，波形畸變為尖波;且隨著原邊電流的增大，副邊電壓Uin越早使穩壓管D1或D2導通，使得鐵芯的功率輸出導通角越小，其電壓波形越早變為0 V，實現了導通角控制電路對鐵芯輸出功率的自適應控制。

針對CT取能電源負載的5 W，5 V輸出要求，使用5 Ω的等效負載對電源進行整體測試。表1為原邊電流10～1 000 A時，負載電阻R的兩端電壓VOUT及負載獲得功率的實測數據。

由表1可知，原邊電流為10 A時，電源只有在空載時才能輸出5.01 V電壓，接任何大小負載該電壓均變為0 V。因此原邊電流為10 A時，任何大小負載均不能獲得足夠的功率。當原邊電流達到最少20 A時，其輸出功率可以達到5 W以上。

為驗證最小原邊電流20 A時鐵芯以接近其最大功率進行輸出，通過改變負載電阻測試電阻所獲得的功率，實測數據如表2所示。

由表2可知，原邊電流固定為20 A，當等效負載為5 Ω時，取能電源接近其最大功率輸出。

實驗測試表明，該電源能夠在母線電流20～1 000 A的寬電流范圍下，均能提供5 W的功率輸出，且在大母線電流時也未出現明顯的發熱現象，完全滿足設計要求。

與目前在線監測裝置的取能方式相比，本文所提出的寬電流工作范圍的CT取能電源方案，其體積更小、結構更簡單、成本更低，能夠對負載長時間穩定供能，而且避免了母線大電流時電源的發熱。將該電源樣機用于110 kV輸電線路的分布式行波測距裝置，掛網運行表明，其運行效果良好，有很好的工程實用價值。

注：本文通訊作者為王瑋。

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