5G同頻同時全雙工射頻技術研究*

孟 濤

（中國移動通信集團浙江有限公司，浙江 杭州 310000）

0 引言

同頻同時全雙工技術是5G 通信射頻關鍵技術之一，其雖然具有較多優勢，比如能復用頻譜資源，而且能在同一頻段中進行同時收發，進而達到翻倍利用頻譜資源的效果，但是其不足就是難以抵消自干擾。所以需要加強對其自干擾問題的研究，并加強對其的處理。

1 同頻同時全雙工技術的概述

最初的2G 時代是從模擬到數字的時代，主要是采取TDMA 的接入方式。而到了3G 時代，從單一的話音轉移到多媒體，主要是采取CDMA 的接入方式，到了4G 時代，主要是以OFDM 和MIMO技術為載體，注重空域資源的利用，而到了當前的5G 時代，具有多址、調制、CRS、雙工、高頻、組網等特點，使得接入網的容量從最初的2G 時代增加了1000 倍。5G 通信技術是以演進型號技術為主與革命型技術為輔的一種集合。其中，同頻同時全雙工技術和高頻段通信技術是革命型技術。傳統的頻分雙工系統的上行頻段與下行頻段、上行時隙與下行時隙的示意圖詳見圖1 和圖2，而同頻同時全雙工技術則是上下行共用頻段的示意圖詳見圖3，使得同頻同時全雙工技術在5G 通信射頻技術中得到了廣泛地應用[1]。

圖1 傳統頻分雙工系統頻段分配示意

圖2 傳統時分雙工系統時隙分配示意

圖3 同頻同時全雙工系統時隙、頻段分配示意

2 同頻同時全雙工技術自干擾抵消的電路設計要點

同頻同時全雙工技術的最大難點是難以消除自干擾，由于目前提出的射頻抵消方案的復雜性、硬件要求、抵消性能都存在一定的差異。因此，在結合前人研究的基礎上，為降低復雜性，優化硬件資源的需求，本文設計一種直接檢測射頻域自干擾抵消的電路，以更好地在5G 通信射頻技術中加強對其的應用，將自干擾的消除效果不斷優化和完善。

2.1 同頻同時全雙工自干擾抵消電路的測試要點

同頻同時全雙工技術的自干擾來源于收發機發射端。以天線分離的同頻同時全雙工收發機為例，其自干擾源主要是發射端，通過抵消自干擾信號，就能在發射端取出發射信號，再進行幅度與相位調整，利用接收端來接收信號時合成。當幅度與相位控制得當時，就能確保抵消信號和自干擾信號而這之間等幅相反，從而達到消除自干擾信號的目的。由于在5G 技術應用中，采用的是寬帶數字調節信號，所以需要控制抵消鏈路和收發天線間的自干擾通道，且時延基本相同，否則就難以抵消帶寬受限。這主要是由于時延不同，會使得與載波中心處的頻譜分量相位發生偏離，相差不再是180°。加上在帶寬通信系統中，多路徑的自干擾將導致通帶內的頻率出現選擇性衰落，所以為促進非常規帶寬的抵消性能，需要采取多時延抽頭的方式來進行抵消鏈路的設計，從而從根本上達到抵消的目的。

本研究所設計的抵消鏈路的設計工作頻段為2.3～2.4 GHz 之間，發射通道的發射功率〉20 dBm,由于發射天線在接受天線的響應，大約需要-20 dB，所以在自干擾抵消鏈路設計中，其增益范圍需要覆蓋-20 dB。在抵消鏈路中，主要是設置定向耦合器，并從發射通道將發射信號獲取，而接收端則利用定向耦合器中將抵消信號注入，但是在抵消信號形成過程中，為避免放大器地輸出功率大于系統發射通道的功放功率，需要確保接收端進行功率合成的定向耦合器的耦合大于-20 dB。因此，在本設計中采用的是25 dB 的定向耦合器，且通過射頻通道獲取發射信號，再采用3 dB 的功分器分配50%的功分作為檢測電路所需的參考信號，而另外的50%功分主要是用來形成抵消信號，并在接收端采用15 dB 的定向耦合器。且能抵消驅動放大器所輸出功率大于15 dB。在本設計，采供的功率放大器的功率是0.5 W，并對其匹配性進行了調整和優化，發現其輸入和輸出均具有良好的匹配性，增益是14 dB 左右。在此基礎上，采用帶寬為20 MHz的LTE 信號來測試，發現輸出功率是17 dBm 時，而其上下鄰道的功率抑制分別是46.2 和44.8 dB。

而自干擾抵消鏈路的矢量調制需要基帶IQ 電壓控制下的增益控制范圍有30 dB,而插入損耗是4.5 dB，為確保鏈路處于預期增益控制范圍，而鏈路內采用射頻放大器，從而將放大器增益18 dB，從而滿足抵消路徑中對增益的需要[2]。

2.2 射頻檢測電路設計

為了檢測自干擾的抵消效果，需要加強對其的檢測，從而更好地對抵消的效果進行優化和調整。而同頻同時全雙工收發機運行環境經常變化，所以系統需要結合環境變化在自干擾抵消方面實施實時調整而達到最優化。最優化目標就是將接受信號內所發射出來的自干擾信號最大化的消除，并將作為調整抵消的主要依據。常見的方法可以對抵消后殘余的信號功率進行檢測，也可以檢測抵消后的殘留信號和發射信號。

在采用功率檢測時，主要是利用檢波器抵消接收端殘留的信號，殘留接收信號功率=自干擾信號功率+接收信號功率，若抵消最優化時，那么殘留信號的功率就最小。所以通過功率檢測在電路中的應用便于實現，但是有以下幾個方面的制約因素：一是功率檢測被外界信號帶來的影響較大；二是在調整算法上較為復雜，需要得到收斂方向、求解數值梯度等；三是功率檢測方法在多天線檢測時的難度大，這是因為檢測結果中包含了多天線的發射功率，所以抵消算法的計算維度會隨著天線數的增加而增加。

有的檢測方法又需要就發射信號和接收信息予以相關性處理，且抵消達到最優化時，需要確保抵消后的接收信號和發射信號之間沒有關系。所以很多檢測方法主要是通過基帶來實現，以及利用信號混頻予以檢測，亦或是下混頻后達到檢測的目的，但是同樣會受到制約：檢測容易受到本振相噪動、有源器件非線性，還有利用基帶算法來操作，但是需要消耗部分運算資源[3]。

鑒于目前的檢測方法難以滿足實際檢測的需要，受到的制約因素較多，因此本文提出一種直接檢測射頻域的方法。本檢測方法中的電路（詳見圖4），主要是采用18 dB 定向耦合器，并從接收端取出抵消之后的信號，由于此信號微弱，為提高檢測防范，采用一級放大器將其放大，并進行匹配之后得到的放大器增益是20 dB 左右，而輸入、輸出回波損耗〉24 dB，具有良好的匹配性能。而接收信號在經過放大之后，與參與信號一到實施正交混頻，再從低通濾波器中將高頻信號濾除，同時借助運算放大器進一步放大信號，從而得到檢測輸出。但是，檢測電路中有微弱的直流失調，而其將導致最優點出現偏差，使得抵消調整效果受到影響，所以需要校正直流失調，利用控制檢測放大鏈路關斷，使得輸出直流信號就是失調電壓，并這一電壓采樣之后，將其作為檢測信號偏移點，從而校正輸出失調。此外，次直接射頻域檢測電路在檢測時的參考信號需要滿足一定的功率范圍，否則檢測結果的精準度受到影響，因此需要對ALC（自動電平控制）電路進行設計。

圖4 射頻檢測電路圖

2.3 參考信號的ALC 電路設計要點分析

因為5G 基站的無線通信發射機自身的發射功率處于一定的動態范圍之內，所以在自干擾抵消電路中，發射通道中的功率往往非固定，在相關檢測電路中，必須確保參考信號控制在一定功率范圍之內，所以以下對ALC 電路進行設計（具體詳見圖5），在設計中，核心思想就是參考信號功率控制在-2 dB 左右，并將其作為參考輸入信號。在射頻自動增益控制環路，也就是自動電平控制環路中，主要包含了可變的增益單元和功率檢測單元以及反饋控制環路三個方面。其中，可變增益元件主要是指數可變衰減器、射頻乘法器以及可變增益放大器，功率檢測主要是采用檢波器，在反饋環路中，主要是采取模擬環路和數字控制環路來進行功率檢測。首先，采用模擬得到的反饋環路和定向耦合器將參考信號取出，并利用對數檢波器檢測參考信號地輸出功率，而誤差放大器則對功率、參考電平實施誤差積分處理的基礎上，對射頻乘法器實施增益調整。在設計中應用射頻乘法器來進行增益調整，從而在信號幅度調整的過程中不用改變信號相位，預防由于參考信號的相位變化而導致檢測結果的相位出現旋轉。

在于其發射通道功率在0～20 dBm 時，ALC 環路輸入功率是-28 到-8 dBm，再加上射頻乘法器提供的增益最大可達7 dB，增益的控制范圍是35 dB，射頻發達器的增益在20 dB 左右，所以在環路增益調整范圍就是-8～27 dB。當發射通道信號作為參考信號時，增益調整范圍就是-36～-1 dB，而ALC 地輸出目標功率設定的是-2 dBm，所以，此ALC 環路能有效地滿足發射通道在0～20 dBm 的這一發射功率中應用的需求[4]。

圖5 參考信號的ALC 電路設計

2.4 算法實時調整技術分析

因為在同頻同時全雙工自干擾抵消電路中的發射信號是從發射通道而進入發送天線，此時部分信號就會被定向耦合器取出后并分成兩份，其中一份是從ALC 電路后，檢測所需的參考信號會進入檢測電路，而另一份則從抵消鏈路幅度與相位調整的基礎上，從接收端來抵消自干擾，而控制單元的檢測結果則能實時調整抵消鏈路，所以自干擾抵消過程是自動調整的，因此屬于自適應濾波過程。在自動調整過程中，其核心問題就在于結合誤差信號來計算最佳權重系數，再結合自適應濾波理論，所以抵消射頻自干擾的自動調整算法，主要是采用LMS算法來計算，但是需要多次進行迭代運算，從而對加權系數進行修正，使得系統達到最優化。其具體的迭代過程的調整算法如下：

式中的μ代表得是收斂因子，μ的取值將直接對自干擾抵消調整的精度與速度。而實際進行射頻電路檢測時，因為參考信號的路徑與抵消鏈路中勢必存在相位差，所以就需要在調試過程中進行相位差測試，同時還要對這一相位差予以校正，從而有效地預防抵消結果受到影響，有效地預防出現抵消控制不收斂，所以需要對迭代公式進行調整：

從而對射頻自干擾抵消實施準確而又快速地自動調整。

2.5 分析5G 通信系統射頻自干擾抵消設計

由于同頻同時全雙工自干擾抵消的難點就在于多天線中的應用，在多天線場景下，接收端不僅有自發射通道帶來的干擾，而且其他發射通道也會對其帶來干擾，因此在多天線系統中，存在的自干擾抵消較為復雜，且復雜度不僅需要增加硬件，而且算法的難度也大。因此，本文在設計中，為達到對消多天線的目的，本文認為，可以采取直接射頻域檢測方法來避免無關信號帶來的影響，且射頻抵消電路作為完全獨立工作模塊，多天線抵消時只要將多個抵消模塊實施多級聯就能實現，而且不用調整抵消算法[5]。

3 同頻同時全雙工自干擾抵消電路的測試要點

在經過上述設計之后，需要對其設計的方案進行測試，以進一步論證其適用性，從而更好地在實踐中予以應用。

3.1 自干擾抵消模塊的抵消測試

本抵消測試主要是在普通實驗環境下進行，測試單個同頻同時全雙工自干擾抵消電路，對單發單手的自干擾抵消進行測試。測試收發天線為全向天線，中心頻率是2.35 GHz，天線兼具是10 cm，采用矢量信號源作為發射信號，利用發射通道發射天線來發射，采用頻譜分析和觀測接收端抵消后的信號。具體測試過程如下：

3.1.1 測試方案

因為同頻同時全雙工自干擾抵消在多天線中應用的難度較大，需要面臨自發射通道和其他發射通道帶來的干擾，所以在多天線系統中自干擾抵消時較為復雜，尤其是硬件增加復雜度和算法增加難度，所以需要采取相應的方案來對其進行測試，切實加強射頻域的檢測，避免無關信號帶來的影響，著力實現射頻抵消電路成為獨立模塊，并將這些抵消模塊進行級聯，同時還能調整抵消運算的難度。具體的抵消連接詳見圖6。在圖6 中，采用四個抵消模塊來連接，其中，抵消模塊1 分別與發射和接收天線1 連接，而抵消模塊4 分別與發射和接收天線2連接，這樣，模塊1 和4 就能將自身發射自干擾抵消，而模塊2 和模塊3 則能抵消其他發射天線帶來的自干擾。例如在通道1 中，采用模塊1 輸出并與模塊2 連接，而模塊2 中的發射通道1 為模塊4 所發射信號，這樣就將自干擾分成不同的兩份，模塊1對通道1 形成的自干擾進行抵消，模塊2 對通道2 形成的自干擾抵消。通道2的運行同理，在此不再分析[6]。

圖6 射頻自干擾抵消連接示意

3.1.2 測試環境

在本次測試中，采用的儀器主要有以下幾種：①R&S 的矢量信號源SMBV100A；②Agilent 的頻譜分析儀；③E4438C 矢量信號源。具體的測試過程：采用印刷偶極子天線，天線之間的間隔是8.5 cm，采用儀器①和③對通道1 和2 所發射信號發射出去，再利用儀器②來接收端口所抵消之后的信號[7]。

3.2 自干擾抵消模塊的測試結果

由于測試信號的速率是20 MHz 的調制信號，考慮降滾因子，所以占據的寬帶是27 MHz，形成的發射信號在射頻自干擾電路中上電之后，將監測電路關斷開展失調校正，再開展抵消優化算法迭代，得出18 dBm 的發射信號的接收端自干擾信號功率是-38.9 dBm，最后計算得出抑制度為57 dB。

3.3 測試結果分析

從測試的結果來看，射頻域自干擾抵消能對抵消發射通道的非線性失真，這是由于參考信號是功放輸出的發射信號，在測試過程中也發現，非線性失真使得周邊的信道功率得到了明顯的增加，采用射頻自干擾電路來消除自干擾之后，通道中的發射信號抑制度同樣是57 dB，周邊信道的非線性失真抑制度大于40 dB。最后得出的結果說明，本文所設計研究的同頻同時全雙工自干擾抵消電路的自干擾消除效果良好，達到實時調整性能的目的[8]。

4 結語

綜上所述，5G 通信射頻關鍵技術較多，本文選取的同頻同時全雙工技術，由于在自干擾消除方面的難度較大，所以為加強對其的處理，本文設計了一種消除同頻同時全雙工自干擾的方法，希望通過本文的研究，推動5G 通信射頻技術的發展，未來還要加強對其他射頻關鍵技術的研究，以更好地促進5G 通信事業的發展，并為此而不懈努力。