車用永磁同步驅動電機高性能控制技術

白國軍

廣東省珠海市質量計量監督檢測所，廣東珠海 519000)

0 引言

永磁同步電機矢量控制系統因其高效節能、高轉矩密度、寬轉速范圍及良好的控制性能,已在新能源汽車領域得到廣泛應用。車用特點對電機控制功能和性能提出諸多嚴格要求，而工業變頻調速領域比較成熟的常規電機控制技術已無法滿足新能源汽車的需求。因此，需要結合車用特點，研發新能源車用高端電機控制技術。本文作者針對某公司技術中心自主開發的離合器耦合式電機(Clutch Coupled Motor,CCM)系統，開發一種針對永磁同步電機的性能提升控制技術，能有效提升電機的性能輸出。

1 CCM電機系統描述

整車混合動力總成系統構型主要包括2.0T-GDI發動機、離合器耦合式電機及其逆變器、7速濕式雙離合變速器和鋰離子動力電池，整車采用P2構型，混合度較高，具備混合動力所有的功能。圖1是CCM電機外形圖，圖2所示為CCM電機定轉子結構圖，采用集中繞組形式，20極30槽配合，功率密度和扭矩密度較高，但轉矩波動較大[1]。

圖1 CCM電機外形 圖2 CCM電機定轉子結構

2 最優電流控制軌跡規劃

2.1 MTPA軌跡規劃(動力性模式)

Te=1.5×pn×Iq×[ψf+(Ld-Lq)·Id]

(1)

?(T*/Is)/?Id=0

(2)

?(T*/Is)/?Iq=0

(3)

式中：Is為相電流。

圖3 MTPA控制電流軌跡理論分析

2.2 MTR軌跡規劃(舒適性模式)

在典型的車用永磁同步電機控制系統中，由于轉矩波動會導致控制性能下降，引起噪聲和震動，繞組損耗會降低能量利用率，這些問題是開發高可靠性和高效率的電機控制系統應該避免的。采用最小轉矩波動(Minimum Torque Ripple, MTR)控制, 通過合理地分配電流矢量大小和控制角度[arctan(Id/Iq)]最小化相應的轉矩波動和最低的繞組損耗，從而提高車用永磁同步電機控制性能，提高能量利用率和整車舒適性。

電機控制策略根據不同工況在MTPA和MTR控制之間進行切換，使用MTPA控制以減小損耗增加扭矩輸出，使用MTR控制以減小轉矩波動，如圖4所示。

圖4 采用MTPA控制與MTR控制時的轉矩波動MAP

3 低速增扭控制

為了繼續提升低速峰值輸出扭矩，滿足整車的加速性能需求，在使用MTPA控制方法的同時，本文作者提出一種Torque Boost扭矩提升控制方法。由于受到IGBT模塊耐電流能力Iigbt-max-peak的限制，如果采用正弦波電流矢量控制方式，扭矩將無法繼續提升。如圖5—圖6所示，控制電機輸出峰值扭矩時，在一個電周期內，Imax只在6個位置達到了Iigbt-max-peak值，其余位置下IGBT的電流能力都沒有得到充分發揮。因此，通過控制電流矢量，使Imax始終能達到Iigbt-max-peak值，即可輸出理論上的最大峰值輸出扭矩，使扭矩輸出提升4.9%。其中：Imax=max[abs(Ia),abs(Ib),abs(Ic)]

圖5 電流波形與IGBT耐電流能力的關系

圖6 電流波形與Kboost值的關系

為實現峰值扭矩輸出時，Imax在電周期內所有位置都達到Iigbt-max-peak值，采用如圖7所示的Torque Boost控制方法。該方法只在低速大扭矩工況下使用，以滿足整車加速性要求。在小扭矩工況和高速工況時，不使用Torque Boost控制方法，采用常規正弦波電流控制，此時Kboost值為零。Torque Boost控制方法的實現原理如下：隨著扭矩需求不斷增大，Kboost逐漸由0變到1，逐漸由正弦波變為梯形波，以充分利用IGBT的電流能力，增大扭矩輸出。

對上述算法進行臺架試驗驗證得知，在電流指令不變的情況下逐漸提高Kboost系數，電流波形逐漸趨于梯形波而峰值保持不變，輸出扭矩逐漸升高,驗證了所開發功能算法的有效性[2]。

圖7 Torque Boost功能框圖

4 高調制率PWM策略

IPMSM高速段的恒功率特性和最高工作轉速主要受限于電機相電壓峰值Ur_max的限制，在母線電壓Udc一定的情況下，Ur_max主要取決于所使用PWM的調制率。因此，高調制率PWM策略有助于提高電機系統的輸出功率和最高轉速。

4.1 常規SVPWM調制

圖8 基本電壓矢量

4.2 六步法調制

在PMSM高速運行時，通常采用類似于直接轉矩控制的電壓矢量控制模式，此時的調制方式稱為六步法調制。其特點是在每個調制周期只有一個非零電壓矢量作用。對相電壓波形進行傅里葉分析可知基波分量幅值為

所以六步法對應的調制率為0.636 6。

4.3 過調制

介于SVPWM和六步法調制之間的區域為過調制區，隨著過調制率的提高，電壓利用率可達到0.577 4～0.636 6，最終進入六步調制區。即：Ur_overmodulation_max=0.577 4～0.636 6Udc由于在六步調制方式下，電壓矢量的調整只有一個自由度，分別控制Id和Iq的電流矢量控制模式已經不再適用。同時，由于電流波形正弦度變差，帶來較大的諧波和鐵損。因此，本文作者在高速弱磁區使用過調制方法(調制率使用到0.605 7，在第4.3.2節說明原因)，非弱磁區使用SVPWM調制方法。即：

圖9 文中過調制算法中等效電壓矢量選取示意

表1 過調制算法期待的電壓矢量與實際采用的電壓矢量對應關系

(4)

5 電壓矢量弱磁控制

針對永磁同步電機弱磁控制，目前國內外廣泛采用基于負Id補償弱磁法。但由于它本質上屬于電流矢量控制，未解決弱磁區內既要獨立調節Id和Iq、又要滿足控制端電壓Us不飽和(即：Us≤Ur _max)的矛盾，導致系統存在失控風險。為避免電壓飽和失控，通常預留電壓余量Umargin用于電流環PI調節，從而導致控制可用端電壓Us進一步減小。即：Us=Udc·KPWM-Umargin。

文中提出一種如圖10所示的電壓矢量弱磁控制方法，具有以下技術特點：

(1)采用電壓矢量控制，利用估算扭矩對轉矩指令進行直接閉環控制；

(2)可取消Umargin，從而提高電壓利用率；

(3)解決了弱磁區內控制端電壓Us飽和的問題，提高了弱磁穩定性，可實現高倍深度弱磁；

(4)在弱磁區內電壓矢量幅值維持最大可用值，通過調節電壓矢量相位φ實現對扭矩的動態控制。

圖10 基于電壓矢量控制的閉環弱磁控制原理

根據電壓方程可得：

(5)

(6)

其中：φ為d軸與電壓矢量的夾角；Ld為直軸電感；Lq為交軸電感。

當高速弱磁時,可忽略Rs的影響，得：

(7)

(8)

(9)

(10)

對由上述方程組所確定的數學模型，通過理論分析可得如圖11所示的電機相電流、輸出轉矩、弱磁電流Id分別與電壓相位角的關系。同時圖中給出了臺架試驗實測數據進行對比，可知理論分析與試驗數據基本一致，從而驗證了所開發功能算法的有效性。

圖11 電流、轉矩隨電壓相角變化關系

可得到如下弱磁區內的重要結論：

(1)電壓相角φ=90°時,轉矩輸出為0。當φ由90°增加時，轉矩為正，當φ由90°減小時，轉矩為負。當電壓相角增加到某一值時，達到轉矩最大值。

(2)電壓相角φ由90°開始增加時，Is由極小值逐漸增加，因此，需限制電壓相角范圍，保證系統電流維持在允許范圍內，即：Uphase_Limit_L≤U≤Uphase_Limit_H。

(3)電壓相角φ由90°開始增加時，d軸弱磁電流逐漸增大，此時也要注意將弱磁電流限定在永磁體允許的范圍內，避免轉子永磁體退磁。

(4)隨著轉速升高，轉矩最大時電壓相角逐漸降至180°，如圖12所示。

圖12 不同轉速下轉矩與電壓相角關系

6 結論

提出若干針對IPMSM的高性能控制技術，通過不同模式下的最優電流控制軌跡規劃兼顧了動力性模式下對輸出扭矩的需求和舒適性模式下對低轉速波動的需求。使用低速增扭控制可以在MTPA控制的基礎上進一步提高電機的扭矩輸出能力。采用高調制率的PWM策略可以有效地提高電壓利用率，從而提高電機系統的功率輸出能力，提高系統效率。所開發的基于電壓矢量的弱磁控制方法有效地克服了傳統弱磁控制方法所存在的問題。臺架標定和性能試驗數據與理論分析基本一致，驗證了所提出技術的有效性和先進性。