基于光器件調制的高增益射頻放大電路研究

席 鵬 李曉東

（1．浙江九州量子信息技術股份有限公司研發部，浙江 杭州 311215；2．浙江高速信息工程技術有限公司，浙江 杭州 310000）

0 引言

寬帶射頻放大電路在線性射頻放大、激光雷達、射頻通信和光學器件調制中具有重要作用。在傳統通信行業中，窄頻帶信號放大電路的應用頻率較多，但這種應用對輸出電壓的擺幅要求不是很高。而該設計中的功率放大電路主要針對量子加密中光學器件調制的應用，由于該驅動的輸入信號源要求是隨機數，該驅動將隨機數放大后施加在光學器件上，使光學器件攜帶上隨機數信息，使得隨機數可以在光纖中傳輸。因此，該驅動對頻帶和幅值都提出了新的要求，高頻帶、高擺幅的驅動也應運而生。此外，考慮到光纖通信的安全性高，所以光纖通信在信息保密領域中有很大的應用前景。因此，對光器件調制電路的研究與設計就變得非常有意義。

在光通信中，整個系統的性能可以由許多參數來決定。這些參數包括調制帶寬、功耗、消光比以及調制幅度等。在實際應用過程中，為了滿足系統對帶寬的需求，信號鏈路的帶寬必須能夠覆蓋整個頻帶范圍。因此，該文主要的研究方向集中在調制器驅動電路的帶寬和擺幅上。

1 系統方案

在通信系統中，由于光學器件受工藝、電壓、溫度和封裝等因素的影響，半波電壓等參數會發生一定的變化，而驅動幅值恰恰是根據光學器件的半波電壓來進行調制的。該文設計的調制電路主要是讓信號適應強度的變化，擺幅大小是可調節的。

針對光學器件調制所需的信號指標，對該設計提出以下3個性能要求。1）可調電壓增益-5 dB～28 dB。2）輸出電壓擺幅范圍0～10 V峰峰值電壓，噪聲RMS＜300 mV。3）系統通頻帶范圍0～6 GHz，通頻帶內增益平坦度≤±2 dB。

1.1 方案比較

方案一：利用固定增益放大器與電阻網絡衰減實現。該方案的電路簡單、成本低，后級電阻網絡的衰減很難與阻抗匹配，導致信號反射嚴重失真，同時在高頻電路中電阻易產生熱噪聲，且電阻在高頻時有電容、電感特性，會引起信號質量問題。方案二：選擇數模轉換器作為隨機數信號發生器，通過調節數模轉換器的輸出幅值來匹配光學器件的半波電壓值，這種方式對于衰減調節很難控制，同時高速數模轉換器的價格昂貴，對主控要求高。方案三：利用壓控可調增益衰減器與兩級固定增益放大器級聯實現，通過程控調節衰減量來調制最終鏈路的增益。該方法調節方便且精確可控，在寬頻帶內線性度好。從實現效果、實現成本角度綜合考慮上述3種方案，該設計選用方案三。

1.2 方案三描述

系統主要由4個部分構成，它們分別是壓控可調增益衰減器、固定增益前放、固定增益后放、可編程數模轉換器。該設計方案中選擇壓控可調增益衰減器RFSA2013，衰減器后端接入兩級固定增益的放大器，后放輸出通過同軸線纜連到需要調制的光學器件上。具體實現方案如圖1所示，壓控可調增益衰減器的作用就是控制電壓，衰減器的衰減量隨著控制電壓的變化而變化，這樣極大地提高了設計的靈活性。

圖1 功能框圖

2 理論分析與計算

2.1 射頻放大器主要指標分析

2.1.1 帶寬

3 dB帶寬通常指功率譜密度的最高點下降到一半時界定的頻率范圍。在寬帶射頻功率放大器中，帶寬很大程度上決定了輸出信號的沿有多快。

2.1.2 S參數

S參數也叫散射參數，它在射頻微波電路中的應用極為常見，并且可以通過網絡分析儀等直接測量得到。S21、S11和S22，即功率增益和輸入輸出反射水平。該設計中的S參數選型尤為重要，因為涉及多級射頻放大器的級聯，如果S11和S22的參數不理想，會導致信號在級聯間來回反射，最終導致輸出信號的沿不單調，幅度平坦度差[1]。

2.1.3 1 d B壓縮點輸出功率P 1 d B

隨著輸入功率的不斷增加，功放輸出功率同樣也會增加，但增加到一定程度后就會緩緩進入飽和狀態，當輸出功率的增益低至1dB時，該處的點對應著1 dB壓縮點，該點也經常用來衡量功率放大器的線性度。該設計在選型時需要重點考慮P1dB壓縮點，輸出功率定為27 dbm。

2.1.4 飽和輸出功率

在輸入功率達到某一特定的數值后，再增加其數值也不會得到更大的輸出功率。這個功率數值稱之為飽和輸出功率。

2.1.5 增益平坦度

增益平坦度指的是工作頻帶內最高增益與最低增益的差值（用dB表示）。寬帶功率放大器在正常工作狀態下，不同頻率下的增益會有微小差異，而這個差異也就會影響最終寬帶信號的質量。

2.2 阻抗設計

該設計的輸入信號通過50 Ω阻抗的同軸線纜接入，且衰減器和固定增益放大器的輸入輸出阻抗以及布線阻抗也是50 Ω，這樣就可以保證信號鏈路阻抗的一致性。

2.3 偏置電路

射頻功率放大電路通常需要設計直流偏置網絡，使射頻功率放大器能在給定的電壓電流狀態下工作，為功率放大器提供一個合適的靜態工作點。如果直流偏置電路設計不當，會影響功率放大器的功率、增益、噪聲系數等，甚至會造成放大器或者整個電路工作不穩定。該設計通過錐型電感加射頻電感提供直流偏置，搭建一個Bias-Tee電路，同時直流輸入端加多顆旁路電容，該Bias-Tee電路在0～6 GHz通頻帶內的插入損耗小于0.2 dB[2]。

2.4 選型對比

根據引言提出的設計要求，固定增益前級射頻放大器的選型考慮參數包括3點。1）工作頻率涵蓋0～6 GHz。2）增益＞16 dB。3）增益平坦度≤±1 dB。根據以上要求，從射頻放大器的知名供應商中初步篩選出以下滿足性能要求的型號：ADI公司的HMC8410LP2FE，RFBAY 公司的 WNA-220、WNA-250，NXP 公司的 MMG3H21NT1、MMG3007NT1，Qorvo公司的 ECG003B-G、NBB-400、SBB5089Z、SBW5089Z，Mini-Circuits公司的GALI-24+、GVA-84+進行對比分析。后級放大器主要考慮帶寬涵蓋0～6 GHz甚至更寬、增益＞16 dB、P1db輸出功率＞27 dbm。此外，考慮與前級放大器的級聯設計，后級放大器選型時，S11和S22參數需要＞15 dB，可以降低因S11和S22參數引入的級間反射。初步篩選出一些型號后，下載仿真模型進行前期軟件仿真驗證。

2.5 增益理論計算

該設計的輸入隨機源信號電平約400 mV峰峰值電壓即-1 dbm，因為設計要求最終放大器輸出電壓范圍0～10 V即0～+27 dbm，經計算鏈路增益要求在-5 dB～+28 dB可調。

可調增益衰減器RFSA2013的插入損耗可通過施加不同的控制電壓來實現衰減量在-2 dB～-30 dB可調，最終推算出兩級射頻放大器的增益需滿足≥30 dB。

3 A D S軟件仿真驗證

為了驗證初步篩選的射頻放大器能夠滿足系統的設計要求，先通過ADS進行前仿。信號源采用1 Gbps的PRBS23偽隨機編碼，該隨機碼理論上能夠覆蓋0～1 Gbps頻帶內的隨機數，因仿真未引入衰減器，特減去衰減器的固有衰減量2 dB，將實際400 mV峰峰值電壓的信號源幅值降到230 mV峰峰值，信號上升沿、下降沿設成60 ps，該信號源的幅值和上升沿、下降沿速度基本與實際應用中的隨機源參數一致。數據源通過一定長度的阻抗線經過100 nF的耦合電容后進入RFSA2013衰減器，衰減器輸出接100 nF耦合電容后進入固定增益射頻前放，射頻前放的輸出再連接射頻后放，最終射頻后放的輸出接100 nF耦合電容后接入負載端進行光器件調制。

為盡量接近驅動電路在級聯情況下的工作狀態，特搭建了仿真電路進行瞬態仿真，并觀察射頻后放輸出端的信號波形。最終兩級放大后的輸出擺幅達到10.5 V峰峰值電壓。通過觀察發現信號的上升沿、下降沿非常快，說明信號的帶寬高。同時，觀察信號平坦區的電平的波動情況，如果信號電平波動小，說明傳遞到放大器的輸出端的過程中，帶寬足夠高且線性度好。經仿真波形確認最佳射頻前放和射頻后放級聯組合。

4 電路板制作及實測

根據理論分析及仿真信號觀察，得出2種性能較好的射頻前放和射頻后放組合，并制作電路板，進行最終性能實測。此時，電路板采用FPGA產生1 Gbps的PRBS31隨機數信號源，將信號源接入電路板進行放大，最終射頻放大器輸出的信號經同軸電纜連接到示波器上進行觀察分析。實測后放輸出信號擺幅達到10.2 V峰峰值，且在該情況下信號噪聲RMS為257.75 mV，性能達到預期。

5 結語

通過ADS理論仿真，對射頻放大器進行初步篩選，然后根據篩選結果制作電路板，進行焊接實測的二次篩選，根據測試結果確定最優的方案。最終設計出了滿足要求的高性能光學器件調制電路。

通過總結設計出的驅動器的整體性能，并與其他先進驅動器的性能參數進行對比。從中可看出，該驅動器在支持同樣的帶寬情況下，輸出擺幅方面優于其他驅動器。此外，該驅動器在實現較大增益的情況下，還能保持非常好的線性度。