無刷直流電機控制器電磁干擾仿真

文/劉崇俊

（威馬汽車科技集團有限公司 上海市 201702）

隨著新能源車的發展，電機在汽車領域的應用越來越廣泛，而電機系統的電磁干擾問題越來越嚴重，成為一個亟待解決的難題。傳統的電機控制系統設計中，更多的偏向于經驗設計，缺乏正向設計的有效方法。本文基于無刷直流電機控制系統輻射干擾超標的案例，應用電磁兼容仿真方法，研究正向解決電機系統電磁干擾的方法。本文期望根據測試數據找到了電磁干擾的源頭，通過控制信號的理論分析尋找到可能的解決方案，結合理論分析應用仿真軟件嘗試不同的解決思路，找到一種有效降低電機系統電磁干擾的措施，實現電機控制系統電磁干擾的正向設計。

1 問題提出

某無刷直流電機控制器輻射發射（RE）測試時發現AM頻段（0.5MHz-1.8MHz）電磁干擾嚴重超過標準限值，如圖1。排查發現該頻段的干擾主要來自BLDC電機驅動模塊，該驅動模塊通過脈寬調制（PWM）信號驅動，驅動頻率為20kHz。控制電路每一組有三個Pin與外面相連用于控制三相無刷直流電機[1]。

2 脈寬調制信號及對應頻譜介紹

2.1 脈寬調制信號

2.2 PWM梯形脈沖對應的頻譜

PWM梯形脈沖為周期信號且滿足狄里赫條件，從傅里葉技術可知PWM梯形脈沖為很多個頻率為f整數倍的正弦波組成。下面將用傅里葉級數基本公式推出PWM梯形脈沖頻譜的包絡線公式，直觀地看出梯形脈沖波形各個參數對各個諧波頻點值的影響。

由傅里葉級數定義，可知PWM梯形脈沖可以以下面形式表達[3]：

圖1：輻射發射測試頻譜

圖2：整改前仿真電路

圖3：仿真頻域波形

為了方便分析和計算，可以假定Tr=Tf，公式（2）將變形為：

將fn=nf0=n/T,ω0=2π/T帶入式（3）可得：

隨著電子技術的發展，出現了多種PWM技術，汽車電子控制器常用的是電壓控制PWM，通過固定頻率，更改占空比的方式驅動Mosfet來控制不同類型負載的輸出[2]。應用于汽車控制器常見的PWM輸出波形一般為周期性的梯形脈沖波，每個脈沖由幅度Us，脈沖上升時間Tr，脈沖下降時間Tf，脈沖寬度Tw和周期T組成。頻率f0=1/T,占空比Td=Tw/D。

可得梯形波頻譜的包絡值為：

對式（6）進行對數運算得：

由式（7）可以看出對應的頻率與包絡幅值（dB）之間的關系。梯形脈沖波的高頻分量主要取決于脈沖的上升/下降時間，即為PWM的轉換速率。從理論上可以看出較快PWM轉換速率將會增加高頻能量以及上幅值[4]。

3 電磁干擾仿真分析

3.1 整改前電磁干擾仿真

根據BLDC電機控制電路，搭建芯片、MOSFET、電機和走線模型，最終得到仿真電路如圖2。該系統使用12V供電，場效應管的寄生參數會對仿真結果造成影響，仿真電路中使用了場效應管的模型。場效應管（MOSFET）控制信號模型，該部分主要是為了模擬真實情況下對場效應管（MOSFET）的驅動情況，同時是為了在仿真前，復現真實的控制規律。另外印制電路板走線是不可忽略的因素，所以仿真電路中提取了印制電路板的S參數來表征其走線特性。電機模型是整個電機控制器的負載，根據經驗電機也是一個強電磁干擾源，但電機模型無法直接得到，所以此處通過真實的測量參數來進行表達[5]。

控制信號在整個BLDC驅動中起著至關重要的作用，同時也是輻射產生的源頭之一。控制信號是仿真可靠的前提，但真正決定仿真準確度的是電機的電流，因為該電流具有電流大，紋波雜，變化快等強電磁干擾源所具有的特點，通過圖2仿真得到電流波形。為了與EMC實際測量的頻譜比較，需對仿真得到的時域波形進行傅里葉(FFT)變換。選取三相中任意一相的時域波形進行FFT變換后的頻譜如圖3所示。

從圖3中可以清晰的看到20kHz的諧波，這一結果和實測時存在20kHz的諧波是一致的。

3.2 仿真分析

通過上面的仿真分析發現，20kHz的諧波是造成輻射發射嚴重超標的原因，從前面理論分析可以知道PWM波形的高頻分量主要取決于脈沖的上升/下降時間，降低PWM上升/下降時間將會減小其電磁輻射。為此提出了一種整改方案，在電機的每一相上面串入一個LC濾波器，這樣設計主要考慮LC濾波電路能夠將交流干擾信號大部分通過電感吸收變成磁感和熱能，而電容又可以進一步降低PWM上升/下降時間，這樣就可以起到抑制干擾的作用[6][7]。

圖4：仿真頻域波形（L=0.47uH,C=1uF）

圖5：C=1uF，不同電感值的輻射頻譜對比圖

圖6：L=3.3uH，C=10uF電磁干擾測試結果

考慮到超標集中在500kHz之后，結合器件參數，根據LC濾波器截止頻率的公式計算[8]。選用L=0.47uH,C=1uF，將LC濾波電路放在Snubber電路后，仿真結果如圖4所示。

通過圖4仿真結果可知，增加濾波設計后電磁干擾在低頻段的強度有明顯降低，尤其在最關心的AM頻段（0.5MHz-1.8MHz）。控制電容為1uF，改變電感值，得到的結果如圖5所示。

圖5中，如右上角圖例所示，綠色曲線是L=0.47uH,C=1uF的頻譜；藍色曲線是L=1uH,C=1uF的頻譜；褐色曲線是L=3.3uH,C=1uF的頻譜；通過上圖可以得到的結論是：電容一定，增大電感能有效降低電機控制器的電磁干擾。在另一組仿真中發現，電感一定，增大電容也能有效降低電機控制器的電磁干擾。

4 試驗驗證

基于上面的仿真結果，對樣品進行整改，由于實際整改時受到器件參數，器件備料，器件封裝等多方面因素的限制，本文選取仿真結果介于中間的C=10uF作為典型分析參數來展開驗證。即限制C=10uF，依次調整L的大小來測試優化效果。實驗中，控制電容始終保持10uF，依次增大電感，測試結果不斷得到優化，這與圖5中電容一定，增大電感能有效降低電機控制器的電磁干擾的仿真結果一致。最終，使用L=3.3uH，C=10uF，產品20kHz諧波幅度減小，輻射干擾大大降低，滿足了標準要求，產品順利通過測試，驗證了仿真結果的有效性。如圖6所示。

5 結論

通過理論分析和仿真可以看出，減緩PWM轉換速率，即增加PWM的上升和下降時間，能夠明顯的降低電機控制系統在低頻的輻射發射值，增加LC電路是解決電機系統電磁干擾的有效方案。本文嚴格體現了仿真指導實際，實際驗證仿真的思路。在仿真的指導下產品可以順利通過測試，真正體現了仿真的實用價值和預測作用，進一步驗證了通過電磁兼容仿真實現正向設計的可能性。