基于SDC3321小功率開關電源的設計

文/杜國清

（廣州大學松田學院 廣東省廣州市 511370）

1 引言

在日常生活中，開關電源作為各種電子設備中不可缺少的組成部分，它的性能直接影響著電子設備的各項指標和可靠性。以往開關電源的設計通常采用控制電路與功率管相分離的拓撲結構，這種方案存在著成本高、系統可靠性低等問題。隨著高頻開關電源技術的發展，新型智能高頻開關電源集成芯片也越來越多，SDC3321就是其中一款具備高效率低待機功耗的原邊反饋小功率電源控制芯片，本文設計應用它構成高效低成本的電源電路，介紹其設計原理和方法。

2 SDC3321芯片介紹

2.1 SDC3321芯片功能描述

SDC3321 是一款高度集成的AC-DC 反擊拓撲電源控制芯片，采用原邊反饋，省去反饋繞組，內置自供電模塊和耐壓達850V功率管，工作在DCM 模式，使用頻率調制技術，降低EMI。在85VAC-265VAC 的電壓范圍內實現CC 模式和CV 模式，芯片內部具有過壓保護、欠壓保護、輸出短路保護、過溫保護和內置輸出補償等功能。

2.2 SDC3321的引腳功能

SDC3321 引腳如圖1 所示，采用SOP-7 封裝，共七個引腳，具體功能如下：

①腳Vcc 為供電引腳：外接電解電容，電源上電后，芯片內部的電流源給VCC 腳的電容充電，電容上的電壓達到芯片工作電壓時，芯片正常工作，VCC 電容電壓給IC 供電。當VCC 電容電壓低時，芯片自供電線路再次給VCC 電容充電，以保證芯片正常穩定工作。

②腳FB 為電壓反饋腳，是調節電源電壓的引腳，輸出電壓由FB 腳的電阻分壓控制，分上拉電阻和下拉電阻。電阻采用高精度電阻，確保電壓的精準度。

③腳CS 逐周期電流采樣腳，外接電流采樣電阻，內接功率管發射極，通過外接電阻可方便調節過流點，一般為輸出電流的1.1-1.2倍，采樣電阻采用高精度電阻。

④腳OB 是啟動電流輸入腳，在通電高壓啟動時，需要外接兩個電阻串聯，達到高壓快速啟動，采用兆歐級的啟動電阻，以減少功率損耗。

⑤腳、⑥腳C 是內置功率管集電極，是IC 的高壓腳位，也是主要的發熱點。

⑦腳GND 是芯片地，通過變壓器接到主回路濾波電容的地。

3 系統設計與實現

3.1 設計要求

（1）輸入電壓范圍：85VAC-265VAC 在全電壓范圍內實現在CC 模式：±5%，CV 模式：±10%的恒壓恒流精度；

（2）輸入電壓頻率范圍：47Hz ～63Hz；

（3）工作狀態在待機時，功耗≤300mW；

（4）輸出電壓為5V，輸出電流500mA。

3.2 電路的實現

電路主要有AC 輸入整流濾波電路、IC 控制電路、高頻變壓器和輸出整流濾波電路四個部分組成，電路如圖2 所示。

圖1：管腳排布

4 SDC3321芯片外圍電路的設計

4.1 變壓器的選擇

4.1.1 變壓器磁芯Ae

芯片工作頻率f=63kHz，選擇變壓器首先要確定變壓器的磁芯中柱體積Ap，從而確定變壓器的磁芯面積Ae。Ap 的計算公式如式（1）：

Po 為0.5W；η是效率，取68%；f 為63KHz；Bmax是磁感應強度，取值3000Gauss；&是電流密度，一般2A-3A/mm；Km 是窗口填充系數，一般為0.2-0.4 之間；kc 是磁芯填充系數，鐵氧體Kc=1，得出Ap 為0.0157cm2。實際工程應用選取值要略大于理論值的2倍，查閱變壓器磁芯Ap 值參數對照表，可選變壓器型號EE13，Ae=17.1mm2。

4.1.2 計算峰值開關電流Ipk和芯片CS 腳的采樣電阻

Ipk的計算公式如式（2），輸入整流濾波后的最低電壓Vinmin約為100V，Dmax是最大占空比，取值為0.45，得出IPK=0.163A，芯片啟動條件是160mA

4.1.3 計算變壓器的電感量Lp、初級的匝數Np 和次級的匝數Ns

Lp 計算公式如式4-3，由于CS 采樣電阻取3Ω，得出IPK為0.515÷3=0.172A，代入式（3）得LP為4.025mH。

磁感應強度計算公式如式（4），代入參數得Np ≈143.3 圈，故Np 取143 或144 圈。

圖2：電路原理圖

原副邊的電壓比N 如式（5），Vo 是輸出電壓；Vf是肖特基正向導通電壓，取值0.35V，得出N 為15.29。得出NS為9.37，故次級匝數可取9-10 圈。

4.1.4 計算變壓器初、次級線徑φ

變壓器的輸入功率等于輸出功率除以效率，得到初級線徑P入=3.676W，初級線圈的截面積計算公式如（6），&此時的電流密度是5A-6A/mm，取5A，S截為0.0163mm2，得出初級線圈直徑為0.144mm，取線圈直徑為0.2mm 的線滿足設計要求。次級線圈S截為輸出電流除以電流密度，計算得出S截為0.1mm2，得出次級線圈直徑為0.36mm，取線圈直徑為0.4mm 的線滿足設計要求。經過實踐操作驗證，變壓器的繞制中，初級取0.2*1P 的絕緣線，次級取0.4*1P 三重絕緣線，Np 取168 圈，Ns 取10 圈才能滿足設計要求。

4.2 AC輸入整流濾波電路電路設計

為了節約成本，電源的輸入省掉了EMI 電路，交流輸入接一個10Ω/1W 的保險絲電阻，起限流和保護作用，降低上電沖擊電流，根據設計要求整流電橋采用MB6F 可以滿足。該設計輸出功率為2.5W，根據經驗常用容值4.7uF/400V 或6.8uF/400V。在設計完電路的測試中，兩種電容的空載功耗相同，電容取6.8uF/400V 時輸出低頻紋波小，但效率比4.7uF/400V 的要低，故C1 取4.7uF/400V的電容。

4.3 芯片外圍器件的選擇

（1）啟動電阻R1、R2 采用兩個1206 封裝的電阻串聯，耐壓值達到400V。在測試中，R1、R2 取值為2.7MΩ 時，測出低壓空耗為64mW，高壓空耗為85mW；把R1、R2 改為3MΩ，測出低壓空耗為62mW，高壓空耗為83mW，啟動時間為2s；再把R1、R2 改為2.2MΩ，此時測出低壓空耗為62.8mW，高壓空耗為83.5mW，啟動時間為1.2s，故選取啟動電阻為2.2MΩ。

（2）供電電容C2 的選擇，在測試中發現C2 容量太大過流保護后重新啟動不了，所以C2分別取33uF/35V和10uF/50V進行測試。當C2 取33uF/35V 時，啟動時間為1.2s，過流保護能正常工作；當C2 取10uF/50V 時，啟動時間為1s，過流保護能正常工作，故C2取10uF/50V 的電容。

（3）電壓反饋電阻R3、R4 的選擇，FB 腳是電壓反饋腳，通過改變R3、R4 上下拉電阻的阻值就可以調節輸出電壓。在測試中R3 為4.7KΩ、R4 為100KΩ 時，測試滿載輸出電壓基本穩定在5.35V，空載5.48V，超過±5%的恒壓精度；在測試保持R3 不變改R4 或者保持R4 不變改R3 都不能滿足設計要求。通過查閱了資料，發現R4 與R3 比值為21.28，如果保持比值基本不變，取R3為11KΩ，R4 為240KΩ，兩個電阻的比值為21.82。此時測出滿載時輸出電壓為5.14V ～5.16V 之間，空載電壓為4.99V，效果比原來好多了。通過不斷的調試R4 取220KΩ，R3 取11KΩ，比值為20 時，測得滿載時輸出電壓在4.9V ～4.88V 之間，空載電壓為4.97V，滿載與空載相差不多，滿足設計要求。

4.4 輸出整流濾波電路

（1）輸出整流管采樣肖特基二極管可以減少器件的功耗，它的正向壓降0.4V 左右，反向恢復時間幾納秒，在設計中D5 采用1N5819 可以滿足設計要求。

（2）輸出濾波電容應選取高頻低阻的電解電容，本設計輸出電流0.5A，濾波電解電容一般取470uF ～680uF。在相同條件下對680uF/10V 高頻低阻電容和680uF/6.3V 的固態電解電容進行測試，前者平均效率為67.68%，后者平均效率為69.08%，故C3 取680uF/6.3V 固態電解電容。

（3）負載R7 的參數確定，R7 稱為“假負載”，其作用是穩定空載電壓。R7 的取值過小效率低，功耗大，漂浮電壓小；其取值過大效率高，功耗少，漂浮電壓高，其取值一般在1KΩ-2KΩ 之間。通過測試對比R7 取2KΩ 時較為合適，其效率最高，雖然其漂浮電壓相較于1KΩ 的高些，但也在設計的范圍內。

5 電源性能測試及結果分析

用示波器測量變壓器原邊波形，峰峰值電壓達到708V，IC 的耐壓是850V，還有140V 左右的余量，在設計中省去RCD 吸收電路可以正常工作。測量副邊波形電壓峰峰值達到38.4V，且每個周期間時間相同，頻率在IC 正常工作頻率范圍。在CV 工作時從空載到滿載的輸出電壓在4.86V-4.96V 之間，電壓變化在3.2%內，紋波電壓小于40mV，符合我的設計要求。

6 結語

本設計介紹了基于SDC3321 芯片控制的電源電路，分析了電路的工作原來和設計方法，重點闡述芯片外圍電路的功能及元件參數選擇。根據設計要求給出了電路設計元件參數的依據，通過不同條件的測試，確定元件的最佳參數。該芯片內置高壓功率管和自供電線路，無反饋繞組，具有外圍線路簡單、體積小、成本低等特點，因而在小功率電子設備中具有廣泛的應用前景。