基于變壓器原邊繞組反饋的反激變換器設(shè)計(jì)

張石磊 梁寰宇 張威 林斌超

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

1 引言

隨著航天、航天設(shè)備中電子設(shè)備數(shù)量增加和功率需求增大，對(duì)高可靠軍用供電系統(tǒng)單元和DC/DC變換器小型化需求日益提高，尤其在航空、航天等軍用電子系統(tǒng)中，對(duì)電源系統(tǒng)小型化提出了更高的要求以滿足航空航天用電源高密度、小體積、質(zhì)量輕的需求。反激式變換器由于電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，磁性原件少，適用于寬輸入電壓范圍等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于小功率應(yīng)用場(chǎng)合。[1]

為實(shí)現(xiàn)不同輸入電壓和負(fù)載下穩(wěn)定工作，需要對(duì)輸出電壓、電流等進(jìn)行采樣，并通過(guò)反饋、隔離等電路實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。采用基準(zhǔn)源與運(yùn)算放大器或TL431、光電耦合器構(gòu)成的反饋電路具有控制精度高，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，但由于受光電耦合器可靠性和隔離電壓制約，無(wú)法滿足航空、航天等具有高可靠要求的應(yīng)用領(lǐng)域。基于脈沖幅度調(diào)制（PAM）的磁反饋電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，需要幅度調(diào)制與解調(diào)電路與獨(dú)立的磁反饋?zhàn)儔浩鳎瑹o(wú)法滿足系統(tǒng)小型化要求。針對(duì)該需求，本文提出了一種基于變壓器原邊繞組反饋控制的反激變換器控制方法并對(duì)其工作原理進(jìn)行了闡述，并在此基礎(chǔ)上完成5V/1.5W反激電源設(shè)計(jì)，通過(guò)理論計(jì)算、仿真和模擬實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證理論分析的正確性和工程應(yīng)用的可行性。

2 反激變換器

反激變換器主電路拓?fù)淙鐖D1所示。通過(guò)在變壓器磁芯間引入氣隙使其磁化電感作為功能電感使變壓器T1實(shí)現(xiàn)隔離和傳遞存儲(chǔ)能力的作用。根據(jù)變壓器的工作狀態(tài)，反激變換器工作狀態(tài)可分為連續(xù)工作模式（CCM）和斷續(xù)工作模式（DCM）。

相比CCM模式，DCM模式反激變換器具有：

（1）磁性利用率大、變壓器尺寸較小；

（2）次級(jí)整流管工作于零電流開(kāi)通（ZCS）狀態(tài)，無(wú)反向恢復(fù)問(wèn)題；

（3）從小信號(hào)角度看，為一階系統(tǒng)，穩(wěn)定性高。

因此，下文理論分析和控制方法均基于DCM工作模式。[2]

開(kāi)關(guān)管V1開(kāi)通時(shí)，由于次側(cè)整流管D1反向偏置，能量無(wú)法傳遞到次級(jí)。通過(guò)磁化電感的電流im以斜率Vin/Lm增加，此時(shí)，能量存儲(chǔ)在變壓器T1的勵(lì)磁電感中；開(kāi)關(guān)管V1關(guān)斷時(shí)，正向電流is流入整流管D1，使D1導(dǎo)通，輸出電壓VO通過(guò)繞組匝數(shù)為NP：NS的變壓器實(shí)現(xiàn)反向，并將負(fù)電壓施加到磁化電感Lm上，磁化電流im以斜率（-VO*NS/NP）/Lm下降。隨著im線性減小，導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)變壓器T1積累的能量被傳遞到輸出電容和負(fù)載。圖2為DCM模式反激變換器主要波形圖。當(dāng)im變?yōu)?時(shí)，變壓器次級(jí)側(cè)整流管D1截止，im保持為0，開(kāi)關(guān)管V1兩端電壓等于輸入電壓Vin。

3 原邊繞組反饋(PSR)控制

原邊繞組反饋（PSR）省去了次級(jí)基準(zhǔn)源與運(yùn)算放大器或TL431、光電耦合器構(gòu)成的反饋電路，電路簡(jiǎn)單，解決了光電耦合器不適用于航空、航天等應(yīng)用領(lǐng)域和隔離電壓低等問(wèn)題。不同于LED驅(qū)動(dòng)和中小功率充電器，航空、航天用DC/DC變換器用于為其負(fù)載提供穩(wěn)定電壓，變換器工作于恒定電壓（CV）模式。圖3為基于變壓器原邊反饋的反激DC/DC變換器結(jié)構(gòu)電路圖。

圖1：反激變換器拓?fù)鋱D

圖2：DCM模式反激變換器波形圖

圖3：原邊繞組反饋原理圖

開(kāi)關(guān)管V1開(kāi)通時(shí)，變壓器主機(jī)繞組電流ip從0線性上升至ipk：

由于次側(cè)整流管D1反向偏置，能量存儲(chǔ)在變壓器初級(jí)繞組中。此時(shí)變壓器一次側(cè)充電，由變壓器關(guān)系，反饋繞組兩端電壓VA為：

當(dāng)開(kāi)關(guān)管V1關(guān)斷后，儲(chǔ)存在一次側(cè)電感的能量通過(guò)變壓器傳遞到次級(jí)繞組，并經(jīng)整流濾波后輸出。輸出電壓VO和整流管D1的正向?qū)▔航礦F被反射到輔助繞組NA上，變壓器次級(jí)電流線性下降時(shí)輔助繞組兩端電壓為：

式（3）中VF為次級(jí)整流管D1正向?qū)▔航怠?/p>

變壓器中儲(chǔ)存能量全部轉(zhuǎn)移到輸出端后，變壓器次級(jí)繞組上的電流下降到0。由式（3）可知，在變壓器去磁過(guò)程中次級(jí)繞組輸出電壓與反饋繞組兩端電壓成正比。DCM模式下，由式（3）和圖4，可以在次級(jí)整流管導(dǎo)通期間內(nèi)較好的完成輸出電壓采樣，其原邊反饋繞組波形如圖4所示。

通過(guò)分析，可以將T2階段分為兩部分：[t1-t2]階段開(kāi)關(guān)管V1剛關(guān)斷，由于漏感和寄生參數(shù)等影響，反饋電壓產(chǎn)生振蕩，無(wú)法反應(yīng)輸出電壓的變化；[t2-t3]階段反饋電壓VA與輸出電壓Vo線性關(guān)系良好，可以反應(yīng)輸出電壓變化。綜合考慮，反饋繞組經(jīng)整流濾波作為PWM控制器的反饋電壓，同時(shí)為PWM控制器其進(jìn)行供電，提升電源轉(zhuǎn)換效率。[3]

為提升DC/DC變換器性能，保證可靠性，同時(shí)兼顧航空、航天對(duì)電源小型化的需求。該DC/DC變換器采用峰值電流PWM控制實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，由于采樣電流控制模式，控制對(duì)象無(wú)LC雙極點(diǎn)，僅表征為一階RC負(fù)載特性，因此電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采用提供兩個(gè)極點(diǎn)單零點(diǎn)的Ⅱ型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，如圖5所示。

反饋繞組上的交流電壓信號(hào)VA經(jīng)整流濾波后經(jīng)電阻R1、R2分壓后作為電壓采樣信號(hào)，送至運(yùn)算放大器反向輸入端，開(kāi)關(guān)管V1源極電流采樣的斜坡信號(hào)作為載波與電壓環(huán)輸出的誤差信號(hào)比較，產(chǎn)生功率開(kāi)光管脈寬控制信號(hào)。當(dāng)電流采樣信號(hào)超過(guò)門(mén)限電壓時(shí)，關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)過(guò)載和短路保護(hù)。

4 變壓器設(shè)計(jì)

單路輸出反激變換器變壓器如圖5所示，由初級(jí)繞組NP、次級(jí)繞組NS、反饋繞組NA組成。除實(shí)現(xiàn)傳輸能量，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換與電氣隔離功能外，由于采樣原邊反饋控制方案，還需實(shí)現(xiàn)輸出電壓取樣等功能，影響反激變換器的性能。

4.1 變壓器變比

假設(shè)正常工作時(shí)電流流經(jīng)開(kāi)關(guān)管及取樣電阻時(shí)導(dǎo)通壓降為Vmos，整流管正向?qū)▔航禐閂F，根據(jù)反激變換器原理，輸入電壓最小時(shí)，占空比最大，變壓器變比n為：

式中，Vin_min為最小輸入電壓，Dmax為最大占空比[4]。

本文第3章已就基于原邊反饋的反激變換器控制原理進(jìn)行闡述，通過(guò)在開(kāi)關(guān)管V1關(guān)斷期間對(duì)輔助繞組NA兩端電壓進(jìn)行采樣，實(shí)現(xiàn)變換器輸出電壓閉環(huán)控制。為提升變換器轉(zhuǎn)換效率，啟動(dòng)后由反饋繞組為PWM供電。因此，變壓器反饋繞組設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)根據(jù)PWM控制器的供電電壓和啟動(dòng)時(shí)芯片輔助供電電壓進(jìn)行設(shè)計(jì)，根據(jù)式（3），反饋繞組與次級(jí)繞組的變壓器變比為：

4.2 確定初級(jí)電感量Lp與圈數(shù)Np

圖4：DCM模式原邊反饋反激變換器波形圖

圖5：原邊反饋原理圖

圖6：原邊繞組反饋仿真波形圖

設(shè)KRP初級(jí)脈動(dòng)電流IR與峰值電流IP的比值，即：

DCM模式下，反激變換器的KRP=1，IR=IP。最小輸入電壓時(shí)，確定變壓器初級(jí)電感量和圈數(shù)分別為：

式中，Ae為磁芯截面積（單位：mm2），fs為工作頻率（單位：KHz），ΔBm為磁通密度（單位：T）。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)

圖7：原邊繞組反饋實(shí)驗(yàn)波形圖

為驗(yàn)證基于變壓器原邊反饋控制方式的正確性和可行性，采用Simplis軟件對(duì)其進(jìn)行仿真和驗(yàn)證，具體仿真參數(shù)入表1所示。

圖6為基于變壓器原邊反饋的反激變換器各點(diǎn)仿真波形圖。可以看出，DCM模式時(shí)，反饋繞組NA兩端的電壓VA與次級(jí)繞組NS兩端電壓VS波形成比例。通過(guò)在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間實(shí)現(xiàn)輸出電壓采樣，實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。

圖7為根據(jù)表1參數(shù)搭建的模擬實(shí)驗(yàn)波形，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論、仿真分析結(jié)果相同。

6 結(jié)論

本文提出了一種基于功率變壓器原邊輔助繞組反饋的反激變換器設(shè)計(jì)方案，通過(guò)采用繞組反饋，可減少DC/DC變換器的反饋與隔離電路，實(shí)現(xiàn)電源的小型化，提升電源的可靠性和初次級(jí)隔離電壓。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性，應(yīng)用前景廣闊。

表1：仿真電路參數(shù)