基于IPM的交流伺服驅(qū)動器低速抖動的解決方案

錢勇 熊愛中

（1.蘇州大學(xué) 江蘇省蘇州市 215000 2.新代科技（蘇州）有限公司 江蘇省蘇州市 215000）

IPM智能功率模塊不僅將電力電子開關(guān)器件和驅(qū)動電路集成在一起，內(nèi)部同時集成了過電壓，過電流和過熱等檢測電路，并可以將故障信息傳遞給DSP芯片，目前IPM智能功率模塊廣泛地應(yīng)用于變頻器，伺服驅(qū)動器等設(shè)備上。

伺服驅(qū)動器產(chǎn)品主要應(yīng)用于高精度數(shù)控機床，機器人，軌道交通等行業(yè)，需要高精度高分辨率，在實際使用過程中會出現(xiàn)低速抖動等情況，針對此類問題，需要提出修改Sigma Delta濾波器模塊（SDFM）硬件電路設(shè)計來改善低速抖動的情況。

1 IPM智能功率模塊內(nèi)部架構(gòu)

本文主要簡述三菱IPM模塊，IPM內(nèi)部架構(gòu)主要如圖1所示，此類IPM屬于C型IPM模塊，包含6臂IGBT(IGBT1---IGBT6)，6個快恢復(fù)二極管（Di1-Di6），上臂半橋集成電路（HVIC）和下臂半橋集成電路（LVIC），其中HVIC的核心是低壓CMOS與高壓LDMOS的組合，主要采用窄脈沖電平位移技術(shù)實現(xiàn)從低電壓向高壓電平的轉(zhuǎn)換，從而用于上臂IGBT控制，并采用自舉電容電路（bootstrap Circuit）獲得上臂浮動電源，這使得驅(qū)動電路的設(shè)計得到極大的簡化，成本得到降低，在逆變器，伺服驅(qū)動器等功率變換器件中得到應(yīng)用。

圖1：IPM內(nèi)部架構(gòu)圖

圖2：柵極驅(qū)動電路

2 IPM用于伺服驅(qū)動的柵極控制電路

IPM驅(qū)動電路主要是由自舉電路（bootstrap Circuit），驅(qū)動芯片（Driver IC）和IGBT組成，圖2為IPM的柵極驅(qū)動控制電路模型，IPM選用了三菱公司生產(chǎn)的PSS25SA2FT。

自舉電路（bootstrap Circuit）主要提供上臂IGBT柵極驅(qū)動能力，其中基本包含了自舉電容bootstrap C，自舉二極管bootstrap D和限流電阻bootstrap R，其中自舉電容bootstrap C提供上臂IGBT推載能力，自舉二極管防止電流回充，限制電流方向，但是會產(chǎn)生順偏的管壓降，bootstrap R是一個限流電阻，決定電容充電時間的快慢。

自舉電路的目的就是讓上臂的Gate-Emitter端有一個足夠的能量去開起上臂的IGBT，而此能量就是通過對bootstrap C充電進(jìn)而達(dá)成目的。上臂IGBT與下臂IGBT是迭接的方式連接而成，因此上臂開啟所需的能量是上臂的柵極與上臂的發(fā)射極間需要一定的跨壓，但當(dāng)下臂關(guān)閉時，上臂準(zhǔn)位處于微浮接的狀態(tài)，有機會導(dǎo)致誤動作誤開啟IGBT，因此藉由bootstrap C提供GE端一個穩(wěn)定的電壓信號Vge。

在初始狀態(tài)自舉電容（bootstrap C）上無電荷時，控制端會先通過LVIC將N側(cè)IGBT開啟，此時U.V.W為N(GND)低電位，HVIC和LVIC的控制電源15V會通過自舉電路對自舉電容充電，當(dāng)bootstrap C充到一定標(biāo)準(zhǔn)后，LVIC會關(guān)閉N側(cè)IGBT，而HVIC會發(fā)出ON的命令通過bootstrap C上的能量去驅(qū)動上臂IGBT開啟，以此充放電方式不斷重復(fù)，進(jìn)而可使U,V,W輸出；而柵極驅(qū)動電路是采用光電耦合隔離方式使得控制端弱電側(cè)和功率端強電側(cè)進(jìn)行隔離，TI的ISO7760F這款芯片在單一IC就有6個獨立的光電隔離通道，所以只要1顆IC就可以滿足一軸6臂PWM訊號的需求；ISO7760F一次側(cè)界面為邏輯輸入緩沖器（logic input buffer）無需推動電流，故可以DSP邏輯直接推動。

3 伺服驅(qū)動器的電流回路模型

對于一般永磁電機控制而言，Id電流命令為零，而Iq電流命令則是直接正比于扭力命令大小。此兩軸電流命令分別與后級上電流傳感器所感測到的電流回授相減，得到電流誤差，此差值經(jīng)過電流回路控制器的調(diào)節(jié)，輸出兩軸電壓命令，然后此兩軸電壓命令會根據(jù)透過反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)為ABC三相電壓命令。再透過電壓空間向量波寬調(diào)變(SVPWM)，計算出功率模塊三橋分別需要的開啟時間。DSP所提供的ePWM模塊，可以設(shè)定上下臂所需要保留的死區(qū)時間，自動換算成IGBT六個柵極信號。

3.1 交流伺服驅(qū)動器的電流回路模型

交流伺服驅(qū)動器的電流回路模型如圖3所示，其中Matlab/simulink模型部分主要包含：

（1）扭力控制：接受用戶輸入的扭力命令，并將其轉(zhuǎn)換為Id、Iq電流命令；

（2）TI SDFM模 塊：設(shè) 定OSR(Over Samping Rate)，sinck Filter，接受后級SDFM IC之Clock與Data訊號，解出相電流；

（3）電流校正：通過調(diào)節(jié)得到電流傳感器之線性誤差校正量(Gain/Offset)，并在此補償于相電流上；

（4）坐標(biāo)轉(zhuǎn)換：通過Clarke與Park轉(zhuǎn)換將三相電流轉(zhuǎn)換為Id與Iq電流反饋；

（5）電流控制：d-q軸各有一組PI控制器，并加入d-q耦合控件，將d-q軸電流誤差計算后輸出d-q軸電壓命令；

（6）反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換：根據(jù)轉(zhuǎn)子位置或扭力命令之頻率，將d-q軸電壓命令轉(zhuǎn)換為固定坐標(biāo)系的alpha-beta電壓命令；

（7）SVPWM模塊：通過Space-Vector PWM技巧，將電壓命令轉(zhuǎn)換為功率模塊三臂開關(guān)時間；

（8）TI ePWM模塊：根據(jù)設(shè)定的死區(qū)時間與PWM compare，計算出六個開關(guān)之on-off訊號，輸出給功率部分。

3.2 Sigma Delta濾波器模塊（SDFM）模型

主要參考模型為TI之AMC1303 Model，AMC1303如圖4為雙前饋Modulator，我們將在Simulink中進(jìn)行建模。

經(jīng)過上述Sigma-Delta Modulator調(diào)制后，模擬值即會轉(zhuǎn)為1bit 10Mhz的脈沖量，即可通過數(shù)字信號的方式傳輸過，而輸出信號的1與0的占比，即反應(yīng)調(diào)制的模擬量；而解調(diào)變之方式，則是通過SINC3濾波器，將信號還原為原本之模擬值.多組積分器與微分器之組合，而積分器與微分器間則以比輸入信號流（10Mhz），以低很多的速率（fDR）通過被稱為過采樣率（OSR）的因子取樣與輸出數(shù)據(jù)。

SINC N濾波器的轉(zhuǎn)移函數(shù)，則可以用以下公式描述：

圖3：電流回路模型

圖4：AMC1301模型

圖5：SNR對比曲線

圖6：獨立電源三相電流波形 1

其中O為濾波器階數(shù)(3)，F(xiàn)M為Modulation clock(10Mhz)，D為過采樣率(OSR)。

我們也將此模型的SNR曲線與TI原廠Datasheet進(jìn)行比較（相同測試情況），基本上仿真與實際的SNR的曲線幾乎一致，代表模型可以仿真出Sigma Delta IC與SDFM實際量測的特性。SNR對比曲線如圖5所示。

4 伺服驅(qū)動器低速抖動解決方案

在實際速度閉回路控制模式下，在低速情況下（50-100rpm）控制永磁同步電機（PMSM）時刻，發(fā)現(xiàn)三相電流ABC反饋值不平衡，其中C相電流相比于UV相，電流值僅為UV相電流的75%，由此需要確認(rèn)IPM六個開關(guān)之推動信號Vge是否相同，因封裝于IPM內(nèi)部的Vge無法量測，故量測了供給IPM上臂的bootstrap自舉電容的跨壓，發(fā)現(xiàn)A B兩相的自舉電容兩端跨壓比C相小，A B兩相約為12.6~14.3V，C相則為15.1~16.6V左右，由此發(fā)現(xiàn)因目前架構(gòu)中采用兩相電流Ia Ib采樣電路，Ic依據(jù)電流和為0，計算得出，16v作為自舉電路的充電電源同時也給SDFM供電，導(dǎo)致三相充電速率表現(xiàn)不一致，進(jìn)而造成微小的相電流損耗（約20mA），目前提出將SDFM元件的電源修改為5V獨立電源，而三相的自舉電路電源bootstrap都是自舉電容供電，發(fā)現(xiàn)三相電流變?yōu)槠胶猓鐖D6所示，低頻抖動消失，判斷此種供電方式可以有效的解決低速抖動，控制效果不佳的問題。