一種高效率逆F類Doherty射頻功率放大器

尹希雷 李軍 代法亮 文化鋒 劉太君

【摘? 要】為了進一步提高射頻功放的輸出能力，基于GaN HEMT功率器件，采用平衡式結構設計了一款工作頻率為3.3 GHz—3.6 GHz的高效率逆F類Doherty結構射頻功放。參照功放管的寄生參數等效電路網絡，為獲得逆F類功放理想的開關特性，設計了具有寄生參數補償作用的諧波控制網絡來抑制功放輸出端的二次、三次諧波，同時結合Doherty功放結構特點，使其在6 dB功率回退的情況下仍具有較高的輸出效率。仿真后，可得到其在3.3 GHz～3.6 GHz工作頻帶內的輸出功率在40.4 dBm～41.8 dBm內，PAE為66%～77%，最大DE達到82.6%，功率回退6 dB處，功放的DE仍在69%左右，增益平坦度約為±1.5 dB。

【關鍵詞】逆F類;Doherty;寄生補償;諧波控制;高效率

In order to further improve the output capability of RF power amplifier， this paper uses GaN HEMT power device and adopts balanced structure to design a high efficiency inverse F-class Doherty RF power amplifier with the working frequency of 3.3-3.6 GHz. According to the parasitic parameter equivalent circuit of the power amplifier tube， the inverse-F harmonic control network with parasitic parameter compensation is designed to suppress the second and third harmonics of the output end of the power amplifier， and the combination with the structural characteristics of Doherty amplifier achieves the high output efficiency of the inverse-F power amplifier even with the 6 dB power back-off. After the simulation， the output power of the amplifier in the working band of 3.3-3.6 GHz is 40.4-41.8 dBm， the PAE （power added efficiency） is 66%-77%， the maximum DE （drain efficiency） is 82.6%， the DE of the amplifier is still about 69% with 6 dBm power back-off， and the gain flatness is about ± 1.5 dB.inverse class-F; Doherty; parasitic compensation; harmonic control; high efficiency

0? ?引言

無線通信技術的發展日新月異，特別是當下5G技術的推進，要求通信系統具備應對高頻譜利用率和高速數據傳輸的能力。為了保持較高的效率且擁有較好的線性度，對功率回退后仍然具有較高效率的逆F類Doherty功放（PA， Power amplifier）的研究具有十分重要的價值[1-2]。

目前，無論是針對開關功放或是Doherty結構功放的研究都已發表了諸多成果，但是關于面向5G頻段將逆F類功放與Doherty結構功放相結合的文獻相對較少。同時，隨著微電子技術的不斷進步，以GaN為代表的第三代半導體工藝因其具有高電子飽和漂移速度、高擊穿電壓、更高的功率密度等優點[3-4]，頗受業內人士好評。致使相同功率下，基于GaN工藝的HEMT能夠極大地縮小尺寸，節約空間。同時，其匹配電路設計更加容易，大大降低了開關損耗，提高了開關切換速度和切換效率[5]。

本文采用GaN工藝的晶體管CGH40010F，在其輸出端匹配電路中加入具有寄生補償作用的諧波控制網絡，結合Doherty結構的特點，仿真設計了逆F類Doherty射頻功率放大器，本功放能夠有效地控制二、三次諧波，對漏極輸出電流電壓波形起到整形的作用[6]，從而在確保功放具有較好線性度的同時亦具有較高的輸出效率。

1? ?高效逆F類Doherty功放原理

在開關模式功放中，有必要在幾個諧波頻率下控制放大器輸出端的阻抗。在逆F類中，漏極處的電流和電壓理想的波形分別近似方波和半正弦波。由于這正弦波和方波波的諧波含量不同，除基波外，在所有頻率下這兩種波的乘積都為零。理想情況下，時域電流和電壓波形在整個RF周期內不會重疊，從而晶體管能夠進行高效率輸出，器件的功耗理論上為零。為了獲得逆F類功放的理想波形，必須控制所有諧波阻抗。半正弦波只包含偶數次諧波，因而功放在偶次諧波下進行開路處理。另一方面，為了漏極電流近似方波，所有奇次諧波應進行短路處理。

對于逆F類放大器來說，隨著工作頻率的提高，晶體管內部與管腳處產生的寄生參數對功放輸出性能影響不容忽略。比如晶體管漏源寄生電容Cds、漏極串聯等效電感Ld等寄生參數，受寄生參數對晶體管輸出端的影響，管腳處所能觀測到的漏極電壓和電流波形與內部漏極處波形有較大的差異。若采用傳統的方法忽略寄生參數將諧波控制網絡直接接在晶體管輸出端，則會導致偶次諧波阻抗點偏離Smith圖開路點，奇次諧波阻抗點偏離源圖短路點，導致功放的輸出效率較低[7]。因而，是否對晶體管片上漏極及管腳漏極處的寄生參數予以補償，對所設計的諧波控制網絡電路性能的優劣至關重要。

CGH40010F有源器件輸出等效電路模型如圖1所示，圖中D點表示晶體管電流源層面的漏極管腳，P點表示晶體管封裝層面漏極管腳[8]。在P點處加入具有寄生補償作用的諧波控制網絡，使得D點出的阻抗條件與逆F類理想阻抗條件相吻合。考慮到需要控制電路的復雜性及版圖尺寸，只對二次和三次諧波分量加以抑制，更高次的諧波分量對功放輸出影響甚微，可不作考慮。

諧波控制網絡圖如圖2所示，具有寄生補償的逆F類功放的諧波抑制網絡由微帶線TL1、TL2、TL3和TL4組成，TL1和TL3的主要作用是對寄生參數進行補償。點D、點C間的λ/4微帶線TL2在點C處實現二次諧波的短路處理（2S），點E、點F間的λ/12開路微帶線TL4在點E處實現三次諧波的短路處理（3S），在此基礎上，得益于微帶線TL1及TL3的阻抗Z1和電長度θ1、θ2具有較強的靈活性，在實現寄生補償功能的同時還兼具阻抗變換的功能[9]。

依據相關的晶體管手冊及文獻可知Ld=0.55 nH，Cds=1.32 pF[10]。通過綜合考慮功放的工作頻率范圍、功放管輸出端的引腳大小、板材參數、輸出端電流載荷能力以及版圖面積等因素，選取Z1=22 Ω作為微帶線TL1和TL3特征阻抗。之后，通過前文的式（2）和（4）并帶入Z1值，即能夠求解出串聯微帶線TL1的θ1的值和微帶線TL3的θ2的值，在已知兩段微帶線電長度的基礎上進行仿真優化得出θ1和θ2最佳值，進而完成功了對于功放輸出端諧波控制電路的設計，且其具有一定的寄生參數補償作用。

將設計完成的功放分別設置不同的柵極電壓并記為PA1和PA2，其中PA1作為的主功放（載波功放），PA2作為輔功放（峰值功放），如圖3所示。當輸入功率較小沒有達到峰值功率時，在Doherty結構功放中只有PA1處于工作狀態，當輸入功率進一步增加直至到達峰值功率，PA2才打開，并開始工作。通過利用負載牽引技術能夠合理地應對由于峰值功放開始工作后負載端的電阻發生的變化，為功放提供合適的負載阻抗以實現高效率功率輸出。當輸入驅動電壓Vin從Vmax減小到Vmax/2，Doherty的PA1和PA2阻抗分別從RPA到2RPA和從RPA到無窮大進行相應的調制，當驅動電壓Vin=Vmax時，即主、輔功放同時導通，Doherty結構中的PA1和PA2阻抗分別從2RPA到RPA和從無窮大到RPA進行相應的調制，通過這種負載調制，實現了6 dB回退下的高效率。該Doherty結構輸出負載調制主要有兩段50 Ω、電長度可調節的微帶線TL1和TL2，一段50 Ω的λ/4的微帶線TL3和35.4 Ω的λ/4的微帶線TL4[11-12]。

2? ? 高效逆F類Doherty功放仿真設計

2.1? 逆F類功放諧波控制網絡的仿真優化

具有寄生補償的逆F類諧波控制電路的仿真如圖4所示，一端口處的并聯電容和串聯電感等效為功放晶體管的寄生參數網絡。逆F類諧波控制電路的S參數仿真結果如圖5所示，二次諧波分量（6.9 GHz）在smith圖中近似呈現開路，三次諧波分量（10.35 GHz）在smith圖中近似呈現短路狀態，能夠證明本文設計的具有寄生參數補償作用的諧波抑制網絡能夠使得晶體管點D處達到逆F類功放理想的阻抗條件，能夠有效地實現對功放二、三次諧波分量的控制。

2.2? 高效率逆F類功放的仿真優化

本文采用的晶體管為GaN HEMT CGH40010F，使用ADS（Advanced Design System，先進設計系統）仿真軟件仿真設計了工作頻段為3.3 GHz—3.6 GHz（取其中間頻率3.45 GHz作為中心頻率）的逆F類功放。將本設計中功放的漏極偏置電壓設置為28 V，柵極偏置電壓分別設置為-3.1 V。

根據設計頻段的要求，選取3.45 GHz作為匹配電路的中心頻率。采用Rogers 4003C板材，其板材各項參數分別設置為介電常數εr=3.38、基板厚度H=0.508 mm、敷銅厚度h=0.035 mm。使用ADS仿真軟件中源牽引和負載牽引模塊，分別仿真牽引出加入諧波控制網絡后晶體管的最佳負載阻抗和源阻抗。通過ADS軟件中Smith圖匹配工具將最佳源、負載阻抗分別將其匹配至50 Ω，其中TL32、TL33、TL34電容C20（見圖4）共同構成了輸出端基波匹配電路。

對功放進行整體電路優化及仿真后，可得到的功放漏極的電壓電流時域波形圖，如圖6所示。可以看出時域電流和電壓波形在整個RF周期內不重疊，從而晶體管能夠進行高效率輸出，器件的功耗理論上為零，表明本文設計的在補償寄生參數情況下的諧波控制網絡能對二次及三次諧波起到理想的控制效果，與逆F類功放工作原理相吻合。

3? ?逆F類Doherty功放仿真設計

根據上節仿真分析，采用對稱結構將柵極電壓設置為-3.1 V的PA1作為Doherty結構功放的載波功放，將柵極電壓設置為-5 V的PA2作為Doherty結構功放的峰值功放。漏極偏置電壓統一設置為28 V，仿真原理圖如圖7所示，其中微帶線長度單位為mm。

使用ADS中諧波仿真功能對逆F類Doherty功放進行仿真分析。如圖8所示，在3.3 GHz—3.6 GHz的工作頻帶內，增益大于12.5 dB，輸出功率在41.6 dBm以上。飽和DE（Drain efficiency，漏極效率）可達到82.6%，在功率回退為6 dB的范圍內，功放具有69%以上的DE。

利用諧波頻率掃描仿真，仿真結果圖如圖9所示。當輸入功率為28 dBm時，在3.3 GHz—3.6 GHz工作頻帶內，增益為12.4～13.8 dB，增益平坦度在-1.5～+1.5 dB之內，DE大于70%，最高可達到82.6%，PAE（Power Added Efficiency，功率附加效率）均大于66%，輸出功率為41 dBm左右。

4? ? 結束語

本文選用型號為CGH40010F的GaN HEMT晶體管，結合了逆F類功放高效率和Doherty結構功放高線性度的特點設計仿真了一款高效率逆F類Doherty功率放大器。在3.3 GHz—3.6 GHz頻帶內的PAE為66%～77%，最大DE達到82.6%，輸出功率為40.4～41.8 dBm，功率回退6 dB，功放的漏極效率仍在69%左右，增益平坦度約為±1.5 dB。

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