超外差結構GPS接收機射頻前端電路仿真研究

范宇清，程二威，魏 明，陳亞洲

(陸軍工程大學石家莊校區 電磁環境效應國家級重點實驗室，石家莊 050005)

全球定位系統GPS(Global Positioning System，GPS)是由20世紀70年代美國陸海空三軍聯合研制的新一代衛星定位系統，它以24顆衛星為基礎，可為陸海空三大領域提供全天候、全球性的實時導航服務。GPS接收機是用戶接收GPS信號的主要工具，它的主要任務是接收GPS衛星發射的信號，以獲得必要的導航和定位信息參數。因為GPS衛星處于2 020 km的橢圓形軌道上，為了降低造價和延長衛星壽命，GPS衛星播發給用戶接收機的信號十分微弱。再經大氣電離層衰減，建筑物遮擋等不利環境因素，到達地面的平均強度只有-160 dBw，比常見電視天線接收機功率還要低約10億倍。極其微弱的信號對GPS接收機的設計提出了很高的要求，尤其是接收機靈敏度與動態范圍需與GPS信號特征相適應[1]。

射頻前端作為接收機的重要組成部分，主要功能是將接收到的GPS衛星信號經前置濾波器和放大器的濾波放大后，再與本機振蕩器產生的正弦波本振信號進行混頻而下變頻成中頻(IF)信號[2]，最后經模數(A/D)轉化器將中頻信號轉變成離散時間數字中頻信號。

本文在超外差電路結構的基礎上設計了GPS射頻前端電路，第1節提出了設計預期技術指標。針對GPS信號特點，在第2節中基于ATF54143設計了適用于接收機前端電路的低噪聲放大器。第3節仿真測試了射頻前端電路整體的靈敏度、噪聲系數、動態范圍，截斷點等參數。通過比對系統三階截斷點與噪聲系數關系，選取最優組合，減小了雙音強干擾信號生成的雜散信號對電路的影響，同時兼顧了接收機噪聲系數。

1 射頻前端電路總體設計

系統主體采用“超外差”結構，總體設計如圖1所示。由于接收機天線接收到的信號中除有用信號外還包括環境噪聲信號，首先將GPS信號與環境噪聲信號同時經過前置濾波器濾除帶外干擾信號；后經前置低噪聲放大器進行放大，該放大器須具有高增益和較小的噪聲，它關系到整個系統的噪聲系數[3]。將低噪聲放大器輸出的信號送入三級混頻器，第一級混頻將接收到的GPS衛星信號從射頻L1下變頻到175.42 MHz,再通過隨后的兩集混頻將信號進一步下變頻到35.42 MHz和4.309 MHz,三級混頻器的本振依次為鎖相環提供1 400 MHz，140 MHz和31.111 MHz的振蕩信號。鎖相環參考時鐘為本地10.23 MHz晶振信號，與衛星時鐘基準頻率一致。

射頻前端設計目的是為了信號能夠順利進入后續處理電路。由于熱噪聲和干擾噪聲的有效電平在模數轉換器(ADC)輸入端應穩定維持為常數，因此有必要在ADC之前加裝自增益控制元件(AGC)[4]。當射頻干擾發生時，AGC就會快速降低增益，使ADC輸入端維持在最初的有效電平上，避免了干擾對后續電路的影響。同時保證在不影響調諧器模塊總增益的情況下，實現二次增益調節。

圖1 射頻前端系統總體設計框圖

GPS射頻前端電路主要存在3種典型的拓撲結構，分別為零中頻結構、低中頻結構和超外差結構。零中頻結構元件少、功耗低、抑制鏡像信號干擾能力強，但其本振信號會泄露到射頻信號入口，從而使輸出產生直流分量，掩蓋混頻輸出信號，導致后級電路無法工作；低中頻結構將信號下變頻到較低中頻處而非基帶，使直流失調得到了有效控制，但它抑制鏡像信號的能力有限，不適用于GPS接收機；超外差結構有效解決了原來高頻放大式接收機輸出信號弱、穩定性差的問題，使輸出信號具有較高的選擇性和較好的頻率特性，同時，采用多級超外差式結構和外接的高Q值與大階數濾波器可有效抑制鏡像信號，同時抑制了相鄰信道的干擾[5]。

綜上所述，超外差式結構雖然電路復雜，但無直流失調問題且鏡像抑制能力強，可以通過選擇合適的濾波器來獲得精確的選擇性與更高的靈敏度。綜合三種接收機優缺點，超外差式結構穩定性與可靠度明顯優于其他兩種。故本接收機射頻前端電路采用超外差結構。

GPS接收機射頻前端電路主要技術指標包括靈敏度、系統系數、工作頻段、中頻輸出功率、中頻輸出頻率、動態范圍等。射頻前端技術指標的選擇對整個整個接收機性能至關重要，將直接影響到后續信號處理。接收機射頻前端電路設計指標見表1。

表1 射頻前端電路主要指標

2 低噪聲放大器設計

低噪聲放大器是射頻前端電路中的關鍵部件，主要實現對輸入小信號的放大，同時避免引入額外噪聲。本節采用源極串接負反饋的方法，設計了一種適用于GPS接收機射頻前端的低噪聲放大器。放大器使用Avago公司生產的ATF54143晶體管為主要器件，根據直流工作點設計了相應的偏置電路。通過仿真分析確定了負反饋的電感值，使放大器具有較高的穩定性與較低的噪聲系數，保證了射頻前端整體的可靠性。設計的低噪放總體參數如表2所示。

表2 低噪聲放大器總體參數

1)偏置電路設計

在ADS中添加直流源對晶體管進行直流工作點掃描，得到晶體管Udd=5 V，Uds=3 V，Ids=40 mA,根據直流工作點設計其偏置電路，如圖2所示。偏置電流ID設計為40 mA，偏置電阻R1=334 Ω,R2=39 Ω。

圖2 低噪聲放大器偏置電路設計線路圖

2)穩定性分析

當穩定性判別系數K>1時，晶體管處于穩定狀態。對放大器進行最大增益與穩定性判別系數仿真。未加負反饋情況下，在1.57 GHz時，K<1,晶體管處于不穩定狀態。對電路進行優化，在源極串接負反饋電感，并在電源部分添加扼流電感與旁路電容阻隔射頻信號，電感和電容選用Murata公司生產的LQG系列電感與GRM系列電容。調節負反饋電感值，使電路達到最佳穩定狀態，此時負反饋電感值為0.37 nH。圖3、圖4是晶體管最大增益與穩定性系數K隨頻率變化曲線。由圖3可知，此時晶體管最大增益為17.45 dB。由圖4可知，電路優化后，在1.56 GHz時，K>1,晶體管穩定。在實際電路中，反饋型電感通常使用微帶線等效，便于制作與焊接。

3)噪聲系數分析與輸入匹配

對放大器的最小噪聲系數進行仿真，同時使晶體管輸入端滿足最佳源反射系數要求。通過Smith圓圖完成輸入阻抗匹配，調節微帶線長度，補償由于隔直電容造成的噪聲最優化點偏移，在直流電源處加入濾波電容，對電路進一步優化，得到最小噪聲系數與輸入反射系數，如圖5、圖6所示。當頻率為1.56 GHz時，最小噪聲系數為0.393 dB，輸入端S11為-14.309 dB。

圖3 晶體管最大增益隨頻率變化曲線

圖4 晶體管穩定性判別系數隨頻率變化曲線

圖5 放大器最小噪聲系數仿真曲線

圖6 放大器輸入端S11仿真曲線

3 射頻前端系統行為級仿真與分析

根據總體設計框圖，利用ADS軟件搭建的系統仿真如圖7所示。

圖7 接收機射頻前端電路ADS仿真示意圖

3.1 頻帶選擇性仿真與系統鏈路預算分析

對接收機進行頻帶選擇性仿真，結果如圖8所示。由圖8(a)可知，接收機在濾波器中心頻率處增益為39.53 dB。在偏離中心頻率230 MHz處約有57 dB左右的衰減。由圖8(b)可知，射頻前端電路通帶內波動不超過0.3 dB，系統穩定性良好。

圖8 粗細寬帶下仿真結果

在交流分析中，對接收機進行系統預算增益仿真，輸入信號功率設置為-130 dBm，結果如圖9所示。圖9顯示了系統總體增益在電路各個模塊中的分配情況。由圖9可知系統總體增益為130 dB。輸出中頻信號經接收端AGC元件處理后，功率接近0 dBm，這說明系統具有良好的穩定性。

3.2 系統噪聲系數與靈敏度分析

對于多個二端口網絡級聯成的系統，系統的總噪聲系數可以表示為：

(1)

式(1)中:Fn為第n級的噪聲系數；GAn為第n級的增益。

由此可以判斷，系統第一級增益和噪聲系數對整個系統的噪聲系數影響較大，這是因為后一級的噪聲系數被前一級的增益削弱而減小了。因此，減小總噪聲系數的關鍵在于減小第一級的噪聲或增加第一級的增益。在第2節中，設計的低噪聲放大器可有效降低系統噪聲系數。

圖9 系統鏈路預算仿真結果

對系統進行噪聲系數分析，仿真結果見圖10。由圖10可知系統噪聲系數隨輸入功率在6.5～7 dB之間波動。當輸入功率達到-130 dBm(GPS信號到達地面的平均強度)時，噪聲系數為6.5 dB。

圖10 系統噪聲系數仿真結果

接收機靈敏度可用公式表示為：

(2)

3.3 動態范圍與1 dB壓縮點

3.3.1線性動態范圍與1 dB壓縮點

當信號在系統中功率由理想狀態下降為1 dB時，即為1 dB壓縮點(P1 dB)，壓縮點越高意味著輸出功率越高。輸入一個可變功率來測試射頻前端電路的1 dB壓縮點，仿真結果如圖11所示，由m2點可知系統的P1 dB為1.215 dBm。

接收機動態范圍(DR)是指接收機能夠對接收信號進行檢測而又使信號不產生失真的輸入信號大小范圍,它與1 dB壓縮點的關系是[8]：

DR=P=P1 dB-S

(3)

式(3)中，S為接收機靈敏度，由本文3.2節取-132.5 dBm。由此可以計算出該系統的動態范圍DR=133.715 dBm,滿足設計指標要求。

圖11 射頻前端電路1 dB壓縮點仿真結果

3.3.2無雜散動態范圍

無雜散動態范圍(SFDR)指兩個等幅雙音信號輸入時，接收機從最小可檢測輸入信號(MDS)到還未產生三階互調響應處之間的動態范圍。SFDR描述了當GPS信號中存在大的干擾信號情況下，對功率較低的有用信號的處理能力。最小可檢測信號(MDS)決定了SFDR的下限功率PL，其定義為：

PL=MDS=-171 dBm+NF+10lgBW

(4)

上限功率Pm的界定方法為：當最小可檢測信號MDS的功率等于輸入端所加兩個信號在輸出端產生的三階互調量的功率時，輸入端的等幅雙音信號的功率值就是無雜散動態范圍的上限，最小可檢測信號的另一種定義方式為：

MDS=3(Pm)-2(IP3)

(5)

上限率Pm與下限功率PL之差記為SFDR，根據式(4)和式(5)求得：

(6)

式(6)中，BW為接收機帶寬，取1 kHz。代入參數值，算出SFDR為100.8 dB，可見系統在較大干擾的情況下仍具有對有用信號較強的處理能力。

3.4 三階截斷點優化設計

當兩個一定頻率的強干擾信號進入接收機的輸入端后，這兩個信號因有源器件的零線性作用會產生混頻，生成雜散信號，被稱為互調產物。當互調產物落入通頻帶內，則會形成干擾信號產生非線性失真。

一般情況下，二階和三階互調失真影響較大。二階互調產物一般選用帶通濾波器構成的射頻前端預選器濾除[9]，三階互調可以通過減小濾波器帶寬來降低對接收機的影響，但在射頻前端采用的預選濾波器的相對帶寬下限一般為20%，實現帶寬很窄的射頻濾波器非常困難[10]。在GPS接收機中，通常用三階截斷點作為衡量系統線性度與失真的重要指標。

在接收機射頻前端輸入兩個等幅雙音信號，頻率分別為1 575.42 MHz和1 227.6 MHz，對應GPS信號的兩個頻段。圖12中，功率單位取對數，曲線a與b分別為弱非線性系統付氏頻率響應的基波分量和三次分量，將兩條曲線線性部分延長，交點即為三階截斷點，讀出交點處輸入功率為16.754 dB，即為系統等幅雙音信號互調輸入的三階截斷點。

三階截斷點越高，則帶內強信號互調產生的雜散響應對系統的影響就越小[11]。由仿真結果發現，隨著交調點的升高，系統的噪聲系數也會隨之升高。通過調節頻帶內電路低噪聲放大器的增益與噪聲系數，得出三階截斷點與系統噪聲系數的關系，如圖13所示。當噪聲系數為6.5 dB時系統三階截斷點約為16.5 dB，電路設計過程中，在選取合適的噪聲系數后還需判定三階截斷點是否在系統可承受的范圍內。一般可采取折中的方法以兼顧接收機的噪聲系數和三階截斷點。使整個系統既有較低的噪聲系數，又有良好的抗干擾能力。

圖12 三階互調失真特性測試曲線

圖13 三階截斷點與系統噪聲系數關系曲線

4 結論

1)在超外差電路結構的基礎上設計了GPS射頻前端電路，仿真結果顯示電路線性度好、靈敏度高、動態范圍大，適合于接收到達地面的低功率GPS信號。

2)源極串接負反饋的方法可有效提高低噪聲放大器晶體管的穩定性，實際電路設計中常用微帶線代替負反饋電感，通過調節微帶線長度優化放大器噪聲系數。低噪聲放大器的設計對射頻前端電路整體性能至關重要。

3)考慮射頻前端電路三階互調失真時要兼顧接收機噪聲系數，可由三階互調失真特性仿真曲線調節電路參數，生成與噪聲系數的最優組合。避免接收機因互調產物的減少而帶來較大的噪聲系數。在以后設計該類電路中值得關注。