一種電壓編程型AMOLED像素電路設計

張立文， 曾涌韜， 關肖飛， 李月華， 王新林， 何紅宇

(超快微納技術與激光先進制造湖南省重點實驗室(南華大學)， 湖南 衡陽 421001)

0 引 言

有源矩陣有機發光二極管(AMOLED)已逐步取代傳統的液晶顯示(LCD)，成為下一代顯示的主流技術[1]。目前，AMOLED像素電路所使用的晶體管主要分為3種類型：非晶硅薄膜晶體管、低溫多晶硅薄膜晶體管和銦鎵鋅金屬氧化物晶體管。與其它兩種晶體管相比，低溫多晶硅薄膜晶體管具備高遷移率和穩定性的特點，因此在像素電路中得到了廣泛的應用[2-3]。但是，工藝局限性導致的不均勻性，長時間工作下電應力的影響，都會導致驅動晶體管(驅動管)閾值電壓(VTH_TD)和遷移率(μ)漂移，引起OLED的驅動電流變化。因此，有必要設計像素驅動電路來補償上述因素的影響，穩定OLED的驅動電流。

現已報導的像素驅動電路主要分為兩種：電壓編程型和電流編程型[6-7]。與電流編程型相比，電壓編程型具有對比度高、充電時間快、更適用于高分辨率顯示等優點。因此，電壓編程型像素驅動電路已成為像素電路設計的主流[8-13]。

早期的電壓編程型像素驅動電路僅能補償驅動管閾值電壓的漂移。后來的電路既能補償驅動管閾值電壓漂移，又能補償驅動管遷移率的漂移。為此許多研究者提出了自己的思路：文獻[14-16]利用在數據輸入階段引入電位變化量，提高驅動管柵極電位或降低源極電位，以實現對驅動管遷移率漂移的補償；文獻[17]推導出了上述電位變化量的具體表達式；文獻[18-19]在電路中引入鏡像結構；文獻[20]對數據輸入階段的時序進行調整，使驅動管提前開啟或關閉，以引入電位變化量。文獻[21]中提出的5T2C電路，雖然能有效補償驅動管閾值電壓的漂移，但不能補償驅動管遷移率的漂移。因此，本文在文獻[21]的基礎上，通過優化電容的布局，調整數據輸入階段的時序，實現了驅動管遷移率漂移的補償。

圖1 電路工作時序

1 像素電路結構與原理

像素電路的結構如圖2所示。

圖2 像素電路結構

電路由5個N型低溫多晶硅薄膜晶體管和二個電容C1、C2構成。T1～T4為開關管，TD為驅動管。SCAN1～SCAN3為掃描信號線，Vdata為數據輸入線。電路的工作時序如圖2所示，共分為4個階段：重置階段、補償階段、數據輸入階段、發射階段。對各階段電路的工作原理分析如下：

(1)重置階段。SCAN1～SCAN3均為高電平時，T1～T4處于導通狀態。數據電位Vdata為低電平，其值為Vdata_L。由于T1管導通，因此A點電位和數據電位Vdata相同，即Vdata_L。T4管處于導通狀態時，C點與接地端相連，C點為零電位。電源電位VDD通過T2、T3管給B點充電至VDD。

驅動管TD產生的驅動電流IOLED通過T4流向接地端，不會流經OLED，因此OLED不會發光。

(2)補償階段。SCAN1、SCAN2保持高電平，T1、T2、T4保持導通狀態。SCAN3變為低電平，T3管截止。Vdata保持低電平Vdata_L，C點保持零電位。本階段，驅動管TD初始時導通且處于二極管連接狀態，B點逐漸放電，電位下降至VTH_TD，此后TD截止。

由于T4管導通，本階段OLED不會發光。

(3)數據輸入階段。SCAN1保持高電平，T1、T4保持導通狀態。SCAN3保持低電平，T3保持截止狀態。

在進入數據輸入階段的瞬間(t=0時刻)，Vdata變為高電平Vdata_H。該變化量經T1傳遞至A點后，再經C1和C2耦合，使B點電位瞬間升高，此時B點電位為：

(1)

當0

在t≥T時， SCAN2變為低電平，T2截止，驅動管TD電流為零，B點電位不再降低。此時B點電位為：

(2)

在本階段，由于T4保持導通狀態，C點保持零電位。 C2兩端的電壓為：

(3)

由于T4管導通，本階段OLED不會發光。

(4)發射階段。SCAN3變為高電平，T3導通。SCAN1變為低電平，T1和T4截止。SCAN2保持低電平，T2保持截止狀態。T4截止，C點電位由零電位瞬間升高VTH_OLED。由于C2兩端的電壓值不能突變，保持VC2，B點電位也瞬間升高VTH_OLED。驅動管TD導通，其柵源電壓VGS等于VC2，TD驅動OLED發光。OLED的驅動電流公式為：

(4)

VGS=VC2.

(5)

將式(3)代入式(5)，再將式(5)代入式(4)，得到OLED的驅動電流為：

(6)

其中，k=μCOXW/L。COX為柵氧層的電容，W/L為驅動管TD溝道的寬長比，k與驅動管TD的遷移率μ成正相關。

由式(6)可以看出，IOLED與驅動管TD的閾值電壓VTH_TD無關，說明該電路能補償閾值電壓VTH_TD漂移。k和ΔVμ均與驅動管TD的遷移率μ成正相關，說明該電路能補償遷移率μ的漂移。

2 仿真結果分析

本節將對本文所提出的電路進行SPICE仿真。仿真電路中，OLED的模型由一個N型薄膜晶體管TOLED和一個電容COLED并聯代替。仿真時，用到的器件參數與施加的電壓見表1。

表1 器件參數與施加的電壓

在不同VTH_TD時，B點的電位VB隨時間的變化情況如圖3所示。在第3)、4)階段，當VTH_TD增大或減小0.5V時，VB大約增大或減小0.5 V，驗證了式(2)的正確性。

在不同VTH_TD時，OLED的驅動電流IOLED及其誤差隨Vdata_L的變化情況如圖4所示。IOLED隨著Vdata_L的增大而減小，驗證了式(6)的正確性。當VTH_TD增大或減小0.5 V時，IOLED的誤差率約為4%，表明電路能有效補償VTH_TD的漂移對IOLED的影響。

在不同μ時，OLED的驅動電流IOLED及其誤差隨Vdata_L的變化情況如圖5所示。IOLED隨著Vdata_L的增大而減小，驗證了式(6)的正確性。當μ增大或減小30%時，IOLED的誤差率范圍約為3%～9%，表明電路能有效補償μ的漂移對IOLED的影響。本電路與文獻[24]中的電路相比，優化了電容布局。使得在數據輸入階段，電容C1與驅動管TD的柵極隔開，數據電平Vdata的細微波動就不會影響到ΔVμ，因而實現了對遷移率漂移的補償。

圖3 不同VTH_TD時，VB隨時間的變化

圖4 不同VTH_TD時，IOLED及其誤差隨Vdata_L的變化

圖5 不同μ時，IOLED及其誤差隨Vdata_L的變化

本電路的版圖結構如圖6所示。左邊為5個N型晶體管及二個電容，右邊為OLED。

圖6 電路的版圖

3 結束語

本文改進了一種電壓編程型像素補償電路，相比于未經改進的電路結構，增加了新的補償功能，即對驅動晶體管的遷移率漂移問題進行補償。本文所提電路通過對電容布局和數據輸入階段時序進行優化，產生一個與驅動晶體管遷移率成正相關的電位變化量，用來補償遷移率的漂移。SPICE仿真結果表明，驅動管的閾值電壓改變±0.5 V時，驅動電流變化的誤差率約為4%；驅動管的遷移率改變±30%時，驅動電流的誤差率范圍為3%-9%，補償效果較好，驗證了電路設計的正確性和可行性。在此基礎上繪制了電路的版圖，為后續電路的實物化做好了鋪墊。