諧振式無線充電系統功率變換器工作點設置方法

趙靖英 王雪峰 趙紀新 崔玉龍

摘 ?要： 功率變換器的工作點影響無線充電系統的輸出功率和傳遞效率，進而影響系統的傳輸性能。以SS型磁耦合諧振機構為研究對象，構建系統模型，基于互感理論建立T形等效電路;推導系統功率傳輸公式，從阻抗傳輸系數的角度分析接收端功率變換器在單邊控制和雙邊控制下不同充電階段的工作曲線，給出工作點的確定方法。最后，搭建仿真模型和實驗平臺，完成工作點理論值、仿真值和實驗值的對比，并進行了系統傳輸特性分析，驗證了所提出的計算方法的正確性。結果表明，提出的計算方法可以快速確定工作點且具有通用性，對充電系統的電路結構選擇和控制方法設計提供了一定參考。

關鍵詞： 功率變換器; 工作點設置; 無線充電系統; 磁耦合諧振; 仿真建模; 實驗驗證

中圖分類號： TN915?34; TM724 ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼： A ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號： 1004?373X（2020）02?0118?06

Method of operating point setting of power converter for resonant

wireless charging system

ZHAO Jingying1，2， WANG Xuefeng1，2， ZHAO Jixin1，2， CUI Yulong3

Abstract： The operating point of the power converter affects the output power and transmission efficiency of the wireless charging system， which further affects the transmission performance of the system. The system model of SS magnetic coupling resonant organization is taken as the research object， the system model is constructed， and the T?Type equivalent circuit is built based on mutual induction theory. The power transmission formula of the system is derived， and the working curves of the receiver power converter at different charging stages under unilateral control and bilateral control are analyzed from the perspective of the impedance transfer coefficient， and the determination method of the working point is given. The simulation model and the experimental platform are constructed， the theoretical value， simulation value and experimental value of the operating point are compared， and the transmission feature of the system is analyzed， by which the correctness of the computing method is verified. The proposed computing method can quickly determine the operating points and has commonality， which provides some references for the circuit structure selection and control method design of the charging system.

Keywords： power converter; operating point setting; wireless charging system; magnetic coupling resonant; simulation modeling; experiment verification

0 ?引 ?言

磁耦合諧振式無線充電技術通過非接觸、具有相同諧振頻率的電磁線圈實現電能傳輸，與有線充電相比，減小了占用空間、增強了對極端環境的適應性，該技術在電動汽車領域受到廣泛關注[1?2]。

為了便于分析無線充電系統的傳輸特性，一般將接收端功率變換電路及負載等效為一個電阻，利用交流阻抗分析方法把接收端阻抗反映到發射端，推導傳輸性能公式，分析系統參數對工作性能的影響[3?5]。接收端功率變換器阻抗傳遞參數確定的工作點影響輸出性能，其關系對于選擇電路拓撲結構、設計系統控制方法以及改善系統充電性能有重大意義[6]。文獻[7]針對恒壓負載，通過前饋控制方法進行二次側DC?DC變換器控制實現工作點的確定，并指出了滿足最大效率和最大功率傳輸時的負載不同。文獻[8]原邊與副邊功率變換器分別采用不同控制環路，即原邊通過移相全橋控制輸出電壓、副邊通過Buck電路進行阻抗匹配，實現最大效率傳輸。

目前針對諧振式無線充電系統包括恒流輸出、恒壓輸出以及最大效率輸出等不同控制要求，對功率變換器的電路結構快速選取方法和不同電路結構下工作點的確定方法的研究還很缺乏。

本文針對不同控制要求研究電路結構的快速選取和工作點的設置方法，建立SS無線充電系統互感等效電路模型，推導出不同控制要求下功率變換器工作點的計算公式，根據不同的控制要求給出電路結構的確定和設計方法。最后通過仿真和實驗進行結構確定、工作點設置和傳輸特性分析，驗證了所提出的理論方法的正確性。

1 ?磁耦合諧振式SS結構充電系統等效電路及傳輸性能分析

無線充電系統的結構如圖1所示，T形等效電路如圖2所示。圖中：u1為高頻逆變部分的輸出電壓;R1，R2，L1，L2分別為發射端與接收端諧振線圈的等效電阻和電感;M為線圈間的互感;C1，C2為發射端與接收端諧振電容。

根據圖1有電流關系式，可得：

[IL=βIdc=β22πcos αI2] ? ? ?（1）

僅考慮交流電路中的基波分量，可列出接收端諧振補償后電路的等效負載Re表達式為：

[Re=U2I2] ? ? ? ? ? （2）

式中，U2和I2是接收端u2和i2的基波有效值。

對蓄電池壽命較好的一種充電方法是在充電前期采用恒流充電方式，當電池電壓上升至電池的最大允許值后改為恒壓充電方式。當系統諧振補償結構確定后，除了逆變電路輸出電壓U1和等效電阻Re，其他參數可視為定量，忽略開關器件及線路損耗，根據功率守恒可推出Re與負載阻值RL關系：

[Re=U2I2=8π2（β?cos α）2ULIL=8π2（β?cos α）2RL] （3）

式中：UL是負載電壓;IL是負載電流;α是高頻AC?DC電路功率器件的觸發角度;β是DC?DC電路的輸出電流與輸入電流比值，令γ=b·cos α;γ是等效電阻與負載阻抗比值。則式（3）表示為：

[Re=8π2γ2RL] ? ? ? ? ? ?（4）

系統工作在諧振頻率時，反映阻抗為：

[Re=8π2γ2RL] ? ? ? ? ? ?（5）

輸出電流I2為：

[I2=ωMU1R1R2+R1Re+（ωM）2] ? ?（6）

根據T形等效電路求出等效負載的功率、效率及效率最大時等效電阻Reη的表達式，如下：

[Pe=（ωM）2Re[R1R2+R1Re+（ωM）2]2U21] ?（7）

[η=（ωM）2Re（R2+Re）[R1R2+R1Re+（ωM）2]] ?（8）

[Reη=R2R1（ωM）2+R22] ? ? ?（9）

2 ?系統接收端功率變換器工作點設置方法

2.1 ?接收端功率變換器電路結構與參數分析

傳統接收端高頻整流電路為二極管全橋整流電路，此時cos α=1。近年來，PWM技術開始應用在整流電路中，使用較廣泛的是H橋整流電路，此時0≤cos α≤1。基本DC?DC變流電路包括降壓斬波電路、升壓斬波電路和升降壓斬波電路，不同電路結構對應不同的β值。接收端功率變換器的γ值范圍如表1所示。

2.2 ?單邊控制工作點的設置方法

無線充電系統控制方法可分為初級或次級單邊控制和初、次級雙邊控制。無線充電系統中采用次級單邊控制可簡化發射端功率變換器的設計。

由式（1）、式（2）、式（5）推出γ與UL的關系式：

[γ=A±A2-π2IL2R1ULR1R2+ωM22] （10）

[A=π22·ωMU1R1UL] ? ? ? ? （11）

從式（11）可以看出，對于每組UL和IL，有兩個γ對應值，通過觀察式（7）可知其分子中Re最高階為1階，而分母中Re最高階為2階。當Re≥1時，對于Re較小時可得到較大的效率。因此，再通過式（4）可知，較小的γ可實現較大效率，取式（10）中的減號來分析。γ和UL的關系曲線如圖3所示，其中U1取260 V，I1取[3 A，11 A]，UL取[50 V，300 V]。

從圖3曲線可以看出，輸出電流對γ較敏感，負載電壓變化時保持γ不變，此時負載電流基本恒定;而負載電壓恒定時，負載電流隨著γ變大而明顯增加，所以次級單邊控制較適于控制充電電流。在恒壓充電階段，若充電電流范圍為3～11 A，則控制接收端功率轉換器的γ變化范圍應為0.5～2，故功率變換器應選用表1中編號3或5的電路結構。

2.3 ?最大效率工作點的設置方法

2.3.1 ?從次級單邊控制最大效率分析確定工作點

由式（8）可知一個確定結構的系統存在一個最佳負載值使得傳輸效率最大，為實現最大效率輸出，等效負載值固定在Reη，求出恒流充電時負載電流IL與γ的表達式為：

[γ=ILπ[R1R2+R1Reη+（ωM）2]22ωMU1] ?（12）

恒壓充電時負載電壓UL與γ的表達式為：

[γ=πωMReηU122[R1R2+R1Reη+（ωM）2]UL] ? （13）

恒流充電曲線如圖4所示。

從圖4可以看出，充電電流增加，需γ變大，因充電電流變大反映電池阻抗減小，為保持等效阻抗恒定需要增大γ值;另外，輸入電壓越小輸出電流對γ變化范圍要求越大，故保持高輸入電壓可降低對接收端功率變換器的要求。根據圖4曲線對應的數值可以設置恒流充電時接收端功率變換器工作點。同樣，根據式（13）的計算曲線可以設定恒壓充電時接收端功率變換器的工作點，不再贅述。

2.3.2 ?從初級單邊控制最大效率分析確定工作點

當接收端功率變換器采用最簡電路，即只有二極管橋式整流電路時，cos α=β=1，即γ=1，可求出恒流輸出時等效阻值Re：

[Re=22ωMU1-ILπ[R1R2+（ωM）2]ILπR1] （14）

由式（8）推出的系統效率與U1無關，但根據式（14）可知Re隨發射端電壓U1變化，故恒流充電時可通過調節輸入電壓使Re始終等于Reη，并實現最大效率，發射端電壓和負載電壓的表達式為：

[U1=ReηR1+R1R2+（ωM）222ωMπIL] ? ? （15）

[UL=22πωMU1-π2ILR1R2+ωM28R1] ?（16）

2.3.3 ?從雙邊控制最大效率分析確定工作點

當系統的發射端和接收端功率變換器協調控制時，可得U1和γ表達式為：

[U1=R1R2+R1Reη+（ωM）2ωM·ILReηUL] ?（17）

[γ=π22·ReηILUL] ? ? ? ? ?（18）

充電系統恒流充電時，負載電流為3 A或6 A，U1與UL計算曲線如圖5a）所示，γ與UL關系如圖5b）所示。

從圖5可以看出，所需發射端電壓U1隨UL的增加而增加，而γ隨UL的增加而減小，這是因為隨著UL增加負載阻值RL增加。電流為3 A時選擇γ范圍在[0.6，1.7]的功率變換器;電流為6 A時選擇γ范圍在[1，2.4]的功率變換器。同樣根據式（17）、式（18）的計算曲線可以設置恒壓充電時最大效率工作點。

2.3.4 ?負載穩定性分析

由式（5）可知等效負載與γ成2次方的關系，其關系如圖6所示。

從圖6可以看出，隨著負載RL的增加，γ的控制靈敏度也增加，RL等于10 Ω時，曲線斜率為-0.1，即一個單位的γ可控制10 Ω范圍負載的變化，但是當負載大于30 Ω的時候，γ的變化范圍極低，在控制精度上增加了難度。因此，要想實現最大效率控制，負載的范圍最好控制在5～25 Ω之間。采用Buck電路的次級單邊控制可以很好地實現控制要求。

3 ?系統功率變換器工作點設置方法的驗證

3.1 ?仿真方法及驗證

通過Simulink模塊搭建仿真電路。U1=260 V時，γ與IL的仿真結果和計算結果如圖7所示，圖7a）是選取γ=2即占空比為50%時的輸出電流值;圖7b）是仿真與理論計算結果對比曲線，從圖中可以看出兩者的趨勢基本一致。

3.2 ?實驗設計及驗證

搭建充電實驗平臺，測取發射端電壓與負載電流，驗證初級單邊控制最大效率時，發射端電壓與輸出電流的關系。實驗裝置如圖8所示。

充電系統包括50 Hz交流電源、發射端工頻整流電路、可控硅逆變電路、諧振電容和諧振線圈，為簡化實驗系統，接收端采用表1中第4組變換器結構。發射端功率變換器由單片機dsPIC33FJ64MC510為核心進行PWM控制，保證系統工作頻率基本不變并調節發射端電壓;接收端采用每個橋臂并聯4個二極管的全橋整流電路。參數設置如表2所示。

3.2.1 ?最優負載實驗及分析

由式（9）可得效率最大時的等效電阻值為24 Ω，對應γ為1時的負載阻值為29.61 Ω。實驗中先設置DC?DC變換器的占空比，即γ為1，改變負載值，測量逆變電路輸出電壓、電流值與負載兩端的電壓、電流值，得到系統的傳輸效率，與計算值和仿真值對比得到圖9。因為實驗中電阻值存在最大5%的誤差，在效率最高時所使用的電阻實測值為30.98 Ω，最大效率的計算值、仿真值和實驗值分別為98.6%，97%和95.1%，計算值與實驗值平均誤差為3.79%。

3.2.2 ?傳輸效率與負載變化的關系

由上文可知，最大效率傳輸時最優等效電阻為24 Ω，實驗過程中逐漸改變負載電阻值，調整γ值按式（4）對應規律變化，記錄每一負載對應的輸入電壓、電流和負載兩端的電壓、電流，得到負載與傳輸效率的關系如圖10所示。從圖10可以看出，不同負載情況下通過調整γ可以使系統傳輸效率在95%附近波動，很好地滿足了最大效率傳輸。

3.2.3 ?發射端電壓與負載電流關系

改變發射端逆變電路的觸發角，記錄負載的電流值，實驗數據、仿真數據及計算數據如表3所示，折線對比圖如圖11所示。其中，負載電流為6.21 A的數據驗證了圖3中γ=1時的工作點。實驗確定其他工作點γ類似，從圖11可以看出，實驗和仿真測得的電壓略低于計算值，這是因為理論分析過程中忽略了功率變換器開關器件的損耗，但實驗、仿真與理論計算值的趨勢基本一致，誤差最大為13%。

3.2.4 ?接收端γ與負載電流的關系

發射端結構不變，接收端采用二極管整流接buck斬波電路，調整發射端整流電路使輸出發射端輸入電壓固定在300 V，其他條件不變。改變buck電路的觸發角即γ，記錄γ變化時的負載電流值如表4所示，折線對比圖如圖12所示。

由于功率器件的存在，實際電路中存在損耗，從圖12可以看出，同一電流下γ的實驗值略高于計算值，誤差最大為8.3%。實際應用中需要通過控制器動態控制γ始終滿足式（12）。

4 ?結 ?論

本文以SS結構磁耦合諧振式無線充電系統接收端功率變換器為研究對象，利用互感模型搭建充電系統T形等效電路，從功率變換器阻抗傳輸參數的角度推導出3種控制模式下U1和γ的計算公式，并通過搭建的仿真與實驗平臺，進行了傳輸特性分析和工作點設置方法驗證。實驗結果與仿真基本相符，推導的公式沒有復雜的參數，可以根據不同的工作條件簡單、快速地初步確定功率變換器的電路結構及其工作點，為充電系統選擇控制方法和電路結構提供參考。

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作者簡介：趙靖英（1974—），女，博士，教授，研究方向為電器可靠性及檢測技術、無線電能傳輸技術。

王雪峰（1992—），男，碩士研究生，研究方向為電器可靠性及檢測技術、無線電能傳輸技術。

趙紀新（1992—），女，碩士研究生，研究方向為電器可靠性及檢測技術、無線電能傳輸技術。