礦用異步電動機無速度傳感器矢量控制系統設計

周德華

(中國煤炭科工集團 太原研究院有限公司，山西 太原 030006)

0 引言

目前異步電動機在煤礦井下梭車，純蓄電池支架搬運車等煤礦運輸裝備已得到了廣泛的應用，為此對異步電動機的調速特性也提出了更高的要求，全數字化實現是交流調速系統發展的必然趨勢。有速度傳感器矢量控制系統一般具有以下問題：

1) 調速系統成本大大增加。

2) 異步電動機簡單可靠的優點被破壞，系統的機械魯棒性降低，同時電動機軸向尺寸增加，也增加了電動機的維護難度。

3) 速度傳感器的安裝存在同心度問題，安裝位置不恰當將會影響檢測精度。

4) 速度傳感器測量精度易受環境條件的影響，在高溫、高濕等惡劣環境下無法正常工作。

通過分析認為，為了減少電動機控制系統成本，增加系統可靠性，對無速度傳感器技術進行了研究，并搭建了交-直-交兩電平雙PWM四象限電動機實驗平臺，在該平臺上實現繞線式異步電動機轉子變頻無速度傳感器矢量控制系統，實驗結果驗證了理論分析的可行性。

1 實驗平臺系統設計

矢量控制系統的原理主要是通過測量和控制異步電動機定子電流矢量，根據磁場定向原理分別對異步電動機的勵磁電流和轉矩電流進行控制，從而達到控制異步電動機轉矩的目的。而無速度傳感器矢量控制系統是利用檢測的電動機電壓、電流信號進行轉速辨識，并將辨識的轉速反饋給控制系統。典型的異步電動機無速度傳感器矢量系統結構如圖1所示。該實驗平臺主要包括控制回路、主回路、電動機等器件構成。系統硬件結構如圖2所示。

圖1 異步電動機無速度傳感器矢量控制系統結構

1.1 控制回路

數字處理器是交流調速系統全數字化實現的核心，本系統控制芯片選用TI公司TMS320F2812，它是一款電動機控制專用芯片，32位定點處理、150MIPS的處理速度、豐富的外圍電路，可以滿足高性能的電動機控制。選擇一片CPLD作為輔助處理器，用于保護和選線控制。反饋信號的精度對控制系統精度影響較大，為了提高模擬量檢測精度，外擴2片16位雙極性的AD7656采樣芯片，提高了控制精度。為了增加調試的方便性，外擴一塊16位的四通道DAC7744E轉換芯片，系統調試過程中可將轉速、轉矩等內部變量經DA輸出，為調試提供了極大的方便性[1]。

圖2 系統硬件結構

1.2 功率器件選型

實驗用電動機參數為：額定功率2.2 kW、定子額定電壓380 V、定子額定電流5 A、額定頻率50 Hz、額定轉矩15 N·m、額定轉速1 420 r/min。針對上述實驗用電動機，設計交-直-交兩電平PWM變頻器。通過計算實驗平臺中的IGBT模塊選擇EUPEC公司的BSM50GB120DLC模塊。濾波電容采用4個3 900 μF的電容串聯，均壓電阻選擇為33 kΩ、15 W的水泥電阻。

2 系統實驗

圖3所示為本系統中所搭建的交-直-交兩電平PWM變頻器的硬件實驗平臺。為方便后續雙PWM四象限變頻器的研究，本實驗平臺同時搭建了PWM整流電路，可實現二極管不控整流和PWM整流的切換。在圖3所示的硬件平臺上進行繞線式異步電動機轉子變頻無速度傳感器矢量控制系統的實驗，實驗過程中，觀察電動機在轉速階躍給定條件下的響應曲線，轉速給定值為0.8pu。由于實驗條件的限制，電動機處于空載狀態。

圖3 實驗裝置實物

2.1 輸出電壓重構

實驗中，改進電壓型定子磁鏈觀測器中需用到逆變器的輸出電壓。而電壓源型PWM逆變器的輸出電壓是一系列脈沖波形，其線電壓如圖3上半部分所示。此時，必須增加低通濾波器或采用過采樣技術來完成對輸出電壓的檢測，從而增加了系統成本。在一般應用場合，可對電壓源型逆變器輸出電壓進行電壓重構。

忽略死區效應對輸出電壓的影響時，可認定輸出電壓可以很好地跟隨指令電壓值，重構的輸出電壓即可用輸出指令電壓代替。輸出指令電壓的計算通過系統內部PWM占空比乘以實時測量的直流母線電壓值得到。這種輸出電壓重構的方法不需要增加系統的硬件，僅通過軟件實現，算法簡單，較適用于低成本的無速度傳感器矢量控制系統。本文采用了這種電壓重構方法，重構線電壓波形如圖4下半部分所示[2]。

實驗過程中，通過DA將重構的輸出電壓輸出，波形見圖5。

圖4 輸出電壓真實值和重構值波形

(a) 啟動過程

(b) 穩態過程

由實驗波形看出，重構的輸出電壓波形呈現較好的正弦化(正弦性)，可以解決逆變器輸出電壓測量的困難。

2.2 定子磁鏈觀測器

實驗中，采用電流型及改進電壓型定子磁鏈觀測器分別對定子磁鏈進行了估計，實驗波形如圖6所示。

(a) 全過程磁鏈幅值

(b) 啟動過程中電流模型磁鏈幅值及磁鏈角

(c) 電流模型中Ψsα,Ψsβ

(d) 改進電壓模型Ψsα,Ψsβ

(e) 電流模型及改進電壓模型中Ψsα

(f) 電流模型及改進電壓模型中Ψsβ

從實驗波形可以看出：

1) 由圖6(a)、(b)中可知：電動機啟動過程中定子磁鏈響應速度較快，且兩種模型的定子磁鏈幅值均基本保持恒定。

2) 由圖6(c)、(d)中可知：電流模型中的定子磁鏈Ψsα,Ψsβ幅值相同，相角相差90°，正弦度較好；同樣，改進電壓模型中的定子磁鏈Ψsα,Ψsβ幅值相同，相角相差90°，正弦度較好；兩種定子磁鏈模型的觀測效果均較好，可滿足電動機調速要求。

3) 由圖6(e)、(f)中可知：電流模型中的Ψsα與改進電壓模型中的Ψsα重合，電流模型中的Ψsβ與改進電壓模型中的Ψsβ重合，為后續基于MRAS的轉速辨識提供了保障。

2.3 無速度傳感器矢量控制系統

利用上述電流模型及改進電壓模型觀測的定子磁鏈，本文采用基于MRAS的轉速辨識方法對轉速進行辨識。

實驗時，轉速給定初始值為0.4 pu，穩定運行后，階躍升至0.8 pu；因實驗條件有限，電動機處于空載狀態。實驗波形如圖7所示。

圖7 轉速響應曲線

由圖7可知，當系統采用辨識的轉速進行變頻調速時，電動機平穩加速至給定轉速；當給定轉速突加時，電動機快速加速至新的給定轉速，并伴有微小超調，最終穩定運行在新的給定轉速；同時辨識轉速和編碼器所測轉速基本重合，驗證了基于MRAS的轉速辨識方法的可行性[3]。

為進一步驗證異步電動機轉子變頻無速度傳感器矢量控制系統的調速性能，實驗中對轉子電流進行了觀察。

從圖8可以看出，系統很好地實現了轉子電流勵磁分量和轉矩分量的解耦，且保證了電流內環的快速性；同時，轉子電流勵磁分量和轉矩分量的實際值均較好地跟蹤了系統的給定值，穩態誤差小，從而驗證了電流環PI調節器參數設計的有效性[5]。

從圖9可以看出，電動機啟動過程中轉子電流并沒有保持以最大電流啟動，其幅值逐漸減小。由于電動機處于空載運行狀態，系統轉動慣量較小，電動機加速過快導致了實驗波形和理論分析間的差異。此外，電動機穩定運行時，轉子電流α，β分量幅值相同，相角相差90°，正弦度較好，由此進一步驗證了異步電動機轉子變頻無速度傳感器矢量控制系統的調速性能[5]。

(a) 轉子電流勵磁分量

(b) 轉子電流轉矩分量

(a) 啟動過程

(b) 穩態過程

2 結論

通過理論分析和實驗結果，可以得出如下結論：

1) 硬件平臺實驗結果驗證了理論分析的可行性，大量的實驗波形驗證了異步電動機轉子變頻無速度傳感器矢量控制系統的可行性。

2) 由于實驗條件有限，電動機沒有在全速段運行，且電動機并沒有在額定負載工況下運行。在后續研究中，需要完善實驗平臺，保證電動機在額定負載工況下全速段運行。