基于SiC MOSFET的電力電子變壓器雙有源橋功率模塊設計

（南京南瑞繼保電氣有限公司，南京 211102）

0 引言

隨著智能配電網、新能源并網、能源互聯網等技術的發展，電力電子變壓器作為電壓隔離、變換和功率潮流控制設備起到關鍵作用，在上述應用領域中得到廣泛關注和應用研究。受限于商用功率半導體器件的耐壓水平，目前工程廣泛采用的是由若干功率子模塊高壓側串聯、低壓側并聯的拓撲結構[1]。

與Si IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）相比，Si MOSFET具有更高的開關頻率、更低的開關損耗以及更高的運行結溫[2]。在電力電子變壓器功率模塊中采用SiC MOSFET替代傳統IGBT，可以將開關頻率由幾kHz提升至幾十kHz甚至更高，大大降低了功率電路中隔離變壓器、高頻電感等無源器件的體積和重量，有效提升了電力電子變壓器的功率密度。

本文以DAB（雙有源橋）拓撲作為電力電子變壓器的電壓隔離變換電路，分析了DAB的運行原理、DAB功率電路和控制保護電路的設計、SiC MOSFET器件的驅動保護電路設計，并通過實驗對電路進行驗證，包括SiC MOSFET的雙脈沖測試和短路測試、DAB電路的效率測試、10 kV電力電子變壓器系統運行試驗測試等。

1 功率電路原理簡介

本文采用的子模塊功率電路拓撲結構如圖1所示，其中H1部分Q1—Q4為PFC（功率因數校正）電路開關管，用于調節輸入電容CIN的電壓；K為子模塊旁路開關，子模塊永久故障時將旁路該模塊；H2部分QH1—QH4為DAB電路高壓側開關管；H3部分QL1—QL4為DAB電路低壓側開關管；T為高壓隔離高頻變壓器，其中Lm為其勵磁電感；LS為移相電感（包含變壓器的漏感）；CO為輸出電容；F為輸出熔斷保護熔絲。

圖1 電力電子變壓器功率模塊拓撲結構

整流電路H1的作用是通過一定的調制比，使電容CIN上的電壓穩定在一個值Vin。有較多文獻對此部分電路進行研究[3-5]，本文不再贅述。

以下對DAB電路進行介紹。

圖1中變壓器T原副邊變比M=1∶1；DAB的輸入、輸出電壓相等，即Vin=Vo=U。其中，VAB為圖1中A與B兩點之間的電壓差；VCD為C與D兩點之間的電壓差。由于Lm?Ls，可以忽略勵磁電感Lm的影響，將圖1中的DAB電路等效簡化為圖2所示。

圖2 DAB簡化等效電路

將單移相控制方法引入至圖1中的DAB電路，可得到其工作主要波形如圖3所示。定義VAB與VCD之間的相位角度差為移相角度：

式中：θ為移相角度；fS為DAB電路中SiC MOSFET的開關頻率；t2，t0時刻點參見圖3。

圖3 DAB功率模塊正向功率傳輸主要波形

直流輸出功率受移相角度的控制，如式（2）所示。當移相角θ＞0時，功率由H2傳遞至H3；當移相角θ＜0時，功率由H3傳遞至H2。

文獻[6-10]等均對DAB電路的多種移相控制策略進行了研究，通過對電流應力、回流功率、死區調制等進行優化，可提高變換器的效率。

本文旨在對功率模塊硬件電路進行方案設計，控制算法仍采用傳統單移相控制，以驗證功率模塊的硬件可靠性和SiC器件的高效性。

2 設計集成

2.1 功率電路設計

DAB功率電路部分的電氣參數詳見表1，H2和H3的直流電壓一致，功率電路中所有的開關管可以選擇同一型號器件。

本文選用的SiC MOSFET器件為PCB（印制板）焊裝器件，SiC器件放置于PCB的B面（底面），在PCB板布局和設計時做如下考慮：

（1）直流儲能電容盡量靠近SiC器件，并在SiC器件引腳處放置吸收電容，目的均是減小SiC器件過高的d i/d t變化率，以避免在電路寄生電感參數上產生的關斷過電壓尖峰，減小EMI（電磁干擾）。

表1 DAB電氣參數

（2）PCB上直流儲能電容至SiC器件之間的正負母排、交流母排銅皮做疊層處理，增強耦合性，以減小線路寄生電感量。

（3）驅動電路盡量靠近SiC器件，本文將驅動電路與SiC器件同PCB布局，目的是減小驅動電路至SiCMOSFET的電感等寄生參數對門極的影響。

（4）在SiC器件正上部PCB表面，要避免放置易受高頻影響的器件，如門極電容（即G與S之間的電容）等。當門極電容位于SiC器件正上方靠近門極引腳處，SiC MOSFET短路狀態時出現門極振蕩現象，如圖4所示。短路測試條件如表2所示。

圖4 門極電容位置對短路的影響

表2 短路測試條件

2.2 控制保護電路方案設計

SMC（子模塊控制器）主要作用是對子模塊進行控制和保護，其中保護功能在文獻[11]中有詳細介紹，本文方案參考此文獻，并結合SiC器件的運行特性，對采樣、保護等功能進行了快速處理，確保SiC器件的運行安全。

SMC的主要功能包括：接收VBC（閥基控制單元）的控制命令，對子模塊各受控器件進行控制；對子模塊內各主要器件電氣狀態、模擬量進行檢測及判斷，并向主控制器上送遙信及遙測信息；對子模塊故障進行判別，并進行相應保護；故障錄波功能，對故障狀態前后一段時間進行錄波，為故障分析提供便利。

子模塊控制器的主要功能可參考圖5，對各部分功能說明如下：

（1）采樣電路，包括圖5中4，5，8，9，12，13各點對電壓和電流的采樣，用于對電路的保護檢測[6]以及閉環控制。

（2）驅動控制及驅動故障反饋電路，包括圖5中的2，3，6，7，10，11各點，分別對應H1，H2，H3的驅動控制及故障反饋信號。

（3）通信鏈路，包括圖5中的14，15，16各點，分別對應高低壓側SMC之間的通信鏈路和各自對應VBC的通信鏈路。

圖5 控制保護電路設計方案

2.3 SiC MOSFET驅動電路設計

如圖6所示，SMC產生的PWM（脈沖寬度調制）信號輸入隔離驅動電路，經過隔離和功率放大后驅動SiCMOSFET。根據器件的退飽和特性，隔離驅動電路通過檢測SiCMOSFET的VDS電壓（即SiCMOSFET的D與S之間的電壓），判斷SiC MOSFET是否處于短路或過流狀態，若SiCMOSFET處于短路或過流狀態，則軟關斷SiCMOSFET，并反饋Fault信號至SMC。

圖6 SiC MOSFET簡化驅動電路

一般IGBT具有不小于10μs的短路能力，短路電流約為額定電流的4～5倍[12]，而SiCMOSFET器件的短路承受時間更短，一般在3μs以內，短路電流也更大，超過10倍額定電流值。對SiC MOSFET器件的短路快速保護功能是驅動電路的設計重點，本文通過檢測SiCMOSFET的VDS電壓判斷短路狀態，可實現2μs的短路檢測保護，并在短路后實現門極軟關斷，能有效保護SiCMOSFET的安全。

此外，由于SiC MOSFET在開關時的d v/d t和d i/d t變化率很大，較高的電壓、電流變化率通過其彌勒電容向門極注入或抽取電流，影響門極電壓，即在開關時刻形成串擾[13]。本文在SiC MOSFET驅動電路中增加門極鉗位電路，其原理如圖7所示。當SiC MOSFET在開關時刻，啟動鉗位電路，將門極電壓鉗位至門極負壓值，保持門極的穩定，既不會因門極正過沖誤導通SiC MOSFET，又不會因門極負過沖超出SiCMOSFET門極負壓最大值；并在短路保護時刻閉鎖鉗位電路，避免因鉗位電路動作引起門極振蕩，造成SiC MOSFET電壓、電流振蕩損壞。

圖7 SiC MOSFET門極鉗位電路原理

驅動電路設計完成后，建立如圖8所示雙脈沖測試電路[14]來進行雙脈沖和短路測試，測試時根據SiCMOSFET的開關特性優化驅動參數、測試損耗數據及驗證驅動短路保護能力。

圖8 雙脈沖測試電路

3 實驗結果

3.1 SiC MOSFET雙脈沖及短路測試

對設計的功率電路及驅動電路按照圖8搭建雙脈沖測試平臺進行測試。綜合評估SiCMOSFET的開關損耗、開關尖峰、開關電壓、電流變化率等參數，并進行如下優化：

SiC MOSFET在開通過程中門極電阻過小會引起門極振蕩，過大會導致開通損耗增加。SiC MOSFET在高負載工況下具有ZVS（零電壓開關）零電壓開通特性，幾乎無開通損耗；低負載工況下無法實現ZVS軟開通，存在開通損耗。因此，在滿足開通過程門極無振蕩的情況下，可適當選用阻值較小的電阻和門極電容，以減小在低負載工況下的開通損耗，提高整機效率。經測試，開通電阻選擇4.7Ω，門極電容選擇2.2 nF。

本文應用中MOSFET關斷狀態為硬關斷，需優先保證SiC MOSFET關斷的安全預量。如圖9所示，隨著關斷門極電阻的增加，SiC MOSFET的關斷損耗并不像開通損耗有顯著增加，因此在滿足整機效率的情況下，應盡量增大關斷電阻，以減小MOSFET的關斷尖峰，降低關斷的EMI，保證MOSFET的關斷安全預量。經測試，關斷電阻選擇10Ω。

通過雙脈沖測試，可得SiC MOSFET的開關損耗、開關尖峰、電壓與電流變化率等參數，詳見表3和圖10。

選用的SiC MOSFET通態電阻約20 mΩ，可以近似得出DAB電路8個功率器件在ZVS軟開通狀態下的總損耗：

圖9 SiC MOSFET損耗與門極電阻曲線

表3 雙脈沖測試數據

圖10 雙脈沖測試波形

式中：PMOS為DAB電路中SiCMOSFET總損耗；Pon為SiC MOSFET總通態損耗；Poff為SiC MOSFET總關斷損耗。

根據式（3）計算得到PMOS=221.5 W。

將圖8雙脈沖測試電路中的電感L更改為短路銅排，即參照圖11對SiC MOSFET進行短路測試：上管MOSFET1通過銅排短接，向下管MOSFET2發長開通驅動信號，造成下管短路，測試MOSFET2的門極電壓VGS、集射極電壓VDS和短路電流iSC，查看驅動的短路保護是否正確動作。

本應用所選SiC MOSFET的短路電流值為1 200 A，實際在VDC=800 V的工況下，通過短路測試，短路電流峰值達到1 220 A。如圖12所示，門極從開通時刻至軟關斷開始的時間約2μs，滿足設計的驅動電路短路保護檢測時間，保護動作正確，驅動通過故障軟關斷抑制了過壓尖峰，VDS幾乎無過壓尖峰。

圖11 SiC MOSFET短路測試原理

圖12 SiC MOSFET短路測試波形

3.2 功率運行及效率測試

DAB電路的功率運行波形如圖13所示，其功率運行中的損耗包括SiC MOSFET的損耗、變壓器損耗、控制板和驅動板損耗、取能電源板損耗，其中變壓器效率經測試在99.5%左右，所有板卡功耗經測試約為20 W。圖中VQH1GS為QH1的門極電壓，iLS為電感LS上的電流。

DAB的整機滿載效率如式（4）所示：

式中：η為DAB整機效率；PB為所有板卡功耗；ηT為變壓器效率，實測值約99.5%。

圖14為效率測試曲線，可見最高效率約98.76%，滿載效率約98.55%，滿載效率測試值與計算值相近。

圖13 DAB功率運行關鍵波形

圖14 效率測試曲線

3.3 系統測試

將設計的功率模塊組成電力電子變壓器系統進行測試。系統測試電氣原理如圖15所示。

圖15 系統測試電氣原理

功率模塊在系統中運行正常，運行效率較高，溫升較小，符合設計要求，證明了模塊硬件設計的可靠性和高效性。

系統測試結果如表4和圖16所示。結果表明，整機效率最大值超過98.3%，額定功率輸出條件下效率超過98.1%。系統效率低于功率模塊效率，是因為系統損耗中除了包含功率模塊損耗外，還包含二次控制保護設備、線纜、電抗器、風冷系統等的損耗。

表4中高壓側模塊均壓度以A相數據為例進行計算，其他各項參數與A相接近。

表4 系統電氣參數及測試結果

圖16 系統測試錄波波形

4 結語

本文設計和測試了基于SiCMOSFET的DAB電路，最高效率接近98.8%，通過雙脈沖及短路測試，驗證了驅動電路的可靠性。并在實際的電力電子變壓器系統中對功率模塊進行了測試，得到應用驗證。后續將繼續開展控制算法的優化，以提高輕載效率。