一種零紋波高增益DC/DC變換器仿真實驗分析

王攀攀，段 森，童志剛，于東升，許允之，韓 麗

一種零紋波高增益DC/DC變換器仿真實驗分析

王攀攀，段 森，童志剛，于東升，許允之，韓 麗

（中國礦業大學 電氣與動力工程學院，江蘇 徐州 221116）

為解決傳統Boost電路升壓能力不足、輸入電流紋波大的問題，提出一種基于耦合電感的新型DC/DC變換器。在變換器的前級將耦合電感和電容相結合，實現零輸入電流紋波；在變換器的后級利用耦合電感倍壓單元擴展變換器的電壓增益；引入二極管+電容的箝位電路，用以抑制漏感帶來的電壓尖峰，進而形成新的變換器拓撲結構。依據電路理論分析了變換器的工作原理和工作特性，并以光伏發電系統中的直流升壓環節作為應用背景，在Simulink仿真平臺上進行了實驗驗證和分析。實驗結果表明：該變換器具有高電壓增益、零輸入紋波和低電壓應力的特點。

DC/DC變換器；耦合電感；仿真實驗

在以光伏電池板、燃料電池構成的發電并網技術中，具有高電壓增益的DC/DC變換器必不可少[1-3]。目前提高變換器升壓能力的方法主要有：（1）采用輸出串聯結構[4]實現電壓的疊加，但是該方法需要較大的電容來降低輸出電壓紋波；（2）通過變換器級聯的方式提高增益，電路的輸出增益為各級升壓比之積，但是其效率較低[5-6]；（3）采用開關電容結構，開關電容在充電階段為并聯，在放電階段為串聯，通過增加開關電容的個數即可實現較高的電壓增益，該方法在電容充放電過程中容易產生電流尖峰[7-9]；（4）采用 耦合電感結構，形成一個額外的電壓源串聯在電路 中[10-11]，該方式結構簡單、易于實現，但是隨著升壓倍數和耦合電感變比的增加，其輸入電流紋波也隨之增大，降低了光伏電池板和燃料電池的發電效率，也縮短了它們的使用壽命[12]。

本文提出了一種基于耦合電感的具有高電壓增益、零紋波特性的新型DC/DC變換器，并利用Simulink對該變換器進行仿真實驗，以驗證其可行性和優越性。該變換器的設計、分析和實驗過程應用于教學，可加深學生對直流升壓變換器電路結構和工作原理的理解，提高他們分析問題和解決問題的能力。

1 零紋波、高增益DC/DC變換器拓撲設計

傳統Boost電路的電壓增益為1/(1–)，其中為占空比。根據該式可知，只要改變占空比，即可實現任意升壓比。但是，由于受到電路本身寄生參數的影響，當占空比大于一定值時，其升壓能力大大下降，無法實現高升壓比。此外，過大的占空比，將使輸出二極管的導通時間很短，電流峰值過大，造成嚴重的反向恢復損耗和EMI問題。

為了擴展變換器的電壓增益，在傳統Boost電路的基礎上，增加一個基于耦合電感的倍壓單元，從而形成如圖1所示的高增益升壓電路。

圖1 含耦合電感倍壓單元的Boost電路

該變換器的工作過程可分為2個階段。當開關管S導通時，耦合電感的勵磁電感和倍壓電容C1儲存能量，輸出電容C0向負載供電；當開關管關斷時，輸入電源、耦合電感和倍壓電容串聯共同向負載供電，實現更高電壓的輸出。該變換器的電壓增益為(1+1)/ (1–)，其中1為耦合電感的原副邊匝比。

可以看出：具有倍壓單元的Boost電路的升壓比不但可以通過占空比進行調整，還與耦合電感原副邊匝比有關，因此可以在較小占空比下通過調整匝比來實現高升壓比的目的。但是該變換器的輸入電流存在紋波，影響了光伏電池板、燃料電池等電源的發電效率和使用壽命，開關管還會受到耦合電感漏感的影響，承受較高的電壓應力。

針對上述變換器的問題，在圖1的基礎上，利用1個二極管和1個電容構成箝位電路，解決漏感帶來的尖峰電壓問題。然后，將耦合電感與電容相結合，構建紋波抑制單元，實現輸入電流的零紋波。基于該思路，設計了一種具有低電壓應力、零輸入電流紋波、高增益的DC/DC變換器，其具體拓撲結構如圖2所示。

圖2 新型DC/DC變換器拓撲

圖2中，耦合電感T1與電容C1是零紋波單元；二極管Dc與電容Cc構成了箝位電路；耦合電感T2、電容C3和二極管D1構成了倍壓單元。

2 DC/DC變換器工作模態分析

為了便于分析，將DC/DC變換器中的耦合電感等效為理想變壓器與勵磁電感并聯，再與漏感串聯，如圖3所示。其中耦合電感T1的匝比為1(1∶2)，耦合電感T2的匝比為2(3∶4)。對變換器的工作原理進行分析需作如下假設：（1）電路拓撲中所含元件均為理想型器件；（2）各電容足夠大，電容電壓穩定。

圖3 新型DC/DC變換器的等效電路

變換器在穩態時，主要元器件的電壓和電流在一個開關周期內的變化規律如圖4所示。根據電流變化的特點，可將變換器的工作狀態分為5個工作模態。

圖4 主要元器件電壓電流變化規律

（1）模態1（0—1）對應的各回路如圖5所示。開關管S導通，T1勵磁電感Lm1在輸入電源的作用下儲能，其電流Lm1線性增加；電容C1先被耦合電感T1副邊充電，直到其兩端電壓C1=1n1，然后又通過S放電，因此C1、n1一直下降。箝位二極管Dc的陽極通過S與電源負極相連，因此處于關斷狀態；同時，C2—S—Lk2構成回路，C2放電，Lk2、Lm2上升。由于T2原邊繞組n3的同名端與C2的正極相連，因此n4的同名端為正，n4—D1—C3構成回路，副邊n4通過D1給C3充電，以至C3=n4=2n3=2C2；在此種情況下，輸出二極管D0的陽極通過D1與箝位電容Cc相連，陰極與輸出電容C0相連，由于C0高于Cc，因此D0關斷，只有輸出電容C0給負載供電。

在該模態中，T1漏感Lk1兩端的電壓為－n1，且n1=n2/1=C1/1，因此流過該漏感的電流為

（2）模態2（1—2）對應的各回路如圖6所示。在1時刻，開關管S關斷。T1勵磁電感Lm1釋放能量，Lm1下降，T1同名端電壓為負，Dc陽極電壓等于輸入電壓與勵磁電感電壓之和，因此Dc導通。T2漏感Lk2中儲存的能量通過Dc向Cc釋放，漏感電流Lk2迅速減小。此時，Lm2仍上升，T2同名端電壓仍為正，因此二極管D1仍導通，D0仍關斷。在2時刻n4下降到零，因此D1在2時刻實現零電流關斷，但D0仍為關斷狀態。此模態中由于Dc的導通，使得漏感Lk2中存儲的能量能夠向Cc釋放，同時開關管兩端電壓也被箝位在Cc，從而避免了因漏感帶來的尖峰電壓，減小了S的電壓應力。

圖6 模態2

（3）模態3（2—3）對應的各回路如圖7所示。開關管S和二極管D1處于關斷狀態，箝位二極管Dc仍處于導通狀態；電流Lm1、Lm2因磁能的釋放而逐漸下降，導致T1、T2同名端電壓均為負。輸入電源電壓、T1原邊電壓、T2副邊電壓和倍圧電容電壓串聯疊加，使得D0陽極電位高于陰極，D0導通。輸入電源的能量和耦合電感T1、T2，以及倍壓電容中存儲的能量共同向負載側供電，Lm1、n4皆為正，C0被充電。

在該模態中，Lk1兩端的電壓可表示為：Lk1=0－C3－n4－n1－，又因n2=1n1=0－C3－n4－C1，于是流過漏感k1的電流為：

（4）模態4（3—4）對應的各回路如圖8所示。在3時刻，Lm2下降到零，Lm2能量釋放完畢，此后Lm2開始反向增大，Lm2開始儲能；而Lk2開始減小，導致漏感Lk2兩端電壓反向，使得Dc陽極電位低于陰極，因此Dc處于關斷狀態；其他開關器件狀態不變。此時，電容Cc和倍壓單元繼續向負載側供電。

圖8 模態4

（5）模態5（4—5）對應的各回路如圖9所示。在4時刻，開關管S導通信號來臨，n3在C2的作用下減小，因此n4也開始減小，并在5時刻，n4下降到零，二極管D0實現零電流關斷，此后新的周期 開始。

圖9 模態5

3 變換器的工作特性分析

在進行變換器性能分析時，忽略了電路損耗，且其中的器件同樣滿足第2節中的假設。當變換器處于穩態運行時，由于電感電壓在一個開關周期內的平均值為零，因此可得到如下關系式：

3.1 電壓增益分析

為簡化增益計算過程，忽略了T2漏感的影響，并且只考慮開關管導通時勵磁電感Lm2儲能和開關管關斷時Lm2放能這兩個過程。

當開關管S導通時，由于D1導通，Dc和D0關斷，則C2—S—Lm2構成回路，Lm2上的電壓為

當開關管S關斷時，由于Dc和D0導通，D1關斷，C2—C3—R構成回路，且C3=2C2，則Lm2上的電 壓為

根據電感的伏秒平衡原理，Lm2-ton·on=Lm2-toff·off（on和off分別為開關管導通和關斷的時間），可以計算出本文提出的變換器的電壓增益為

式中：為占空比，=on/(on+off)。

從式（6）可以看出：新型變換器的電壓增益不但與占空比有關，還與耦合電感的匝數比有關，一旦將匝比設計得較大，即可實現較高的升壓比。

3.2 零輸入電流紋波分析

根據電路原理可知，輸入電流即為漏感Lk1的電流，即in=Lk1。為簡化分析，只考慮模態1和模態3。欲使輸入電流的紋波為零，則需要使Lk1在模態1和3中的變化率為0，即dLk1/d=0。

在模態1中，根據式（1）和式（3）可得：

同理Lk1在模態3中，需要滿足：

分析式（7）和式（8）可知：在開關管S導通和關斷過程中實現輸入電流零紋波的條件是一致的，即：1=1。

3.3 電壓應力分析

由于在開關管S兩端引入了箝位電路，因此在分析其電壓應力時，可不計耦合電感T2漏感的影響。當開關管S關斷時（如模態3），S兩端的電壓為S-stress=C2+Lm2=Cc。將式（5）代入該式，可得開關管S的電壓應力為

在模態3中，出現續流二極管D1的最大反向電壓D1-stress，D1-stress=0－Cc。將式（5）和Cc=Lm2+C2的關系代入其中，可得續流二極管D1的電壓應力為

由模態1可知，箝位二極管Dc在關斷時，陽極與Cc負極相接，陰極與Cc正極相接，因此其兩端承受的最大反向電壓為Dc-stress=Cc，與開關管的電壓應力一樣。同理，輸出二極管D0的電壓應力D0-stress=0－CcD1-stress。

可以看出，各個開關器件的電壓應力都比輸出電壓值小，因而為變換器的低功耗、低成本奠定了基礎。

4 仿真實驗

4.1 電路參數設計及仿真模型搭建

以光伏發電系統為例，將DC/DC變換器應用于直流升壓環節，如圖10所示。

圖10 基于并聯直流模塊的光伏系統

圖10中，高增益DC/DC變換器是光伏電池板與逆變器之間的橋梁，須同時滿足兩者的需求。由于單個光伏組件的輸出電壓為50 V左右，輸出功率約為300 W；而單相并網逆變器所需的直流電壓又為380 V，因此將DC/DC變換器的輸入電壓確定為50 V，期望的輸出電壓為380 V，輸出功率為360 W。

為實現零紋波，依據3.2節推導出的匝比條件，設置耦合電感T1的匝比1=1。耦合電感T2的匝比對變換器的電壓增益和器件的電壓應力均有較大影響，根據電壓增益公式（8），可以得到T2匝比2：

2=0(1－)/V－1

在DC/DC變換器的控制中，理想的占空比通常為0.4~0.7。如果占空比設為0.6，則T2的匝比可選2。

電路中各電容的選擇主要考慮電壓應力和電壓紋波，計算公式為

式中：0為輸出功率，0為輸出電壓，Δc為電容上的電壓紋波，為開關頻率。將電容的電壓紋波設定為電容電壓的1%，如果開關頻率為50 kHz，則1=2= 37.8 μF，3=18.9 μF，c=14.8 μF，考慮一定的裕量，最終選擇1=2=47 μF，3=c=22 μF。此外，為了讓變換器輸出電壓的紋波盡可能小，提高輸出電壓的質量，0可選較大值。

綜合上述的設計與計算，滿足本實驗的直流變換器參數如表1所示。

基于零紋波、高增益DC/DC變換器的拓撲結構，結合所設計的電路參數，在Simulink環境下搭建升壓電路的仿真模型如圖11所示，該仿真模型可用于指導實物設計[13-16]。

表1 DC/DC變換器電路參數

圖11 新型DC/DC變換器仿真電路模型

4.2 實驗驗證分析

4.2.1 電壓增益驗證分析

在表1參數的條件下，將開關管驅動信號占空比設置為0.6，對零紋波、高增益DC/DC變換器進行仿真實驗。實驗輸出電壓380 V，與理論計算值一致，波形如圖12所示。此時的升壓比達到了7.6倍，遠遠高于傳統Boost變換器在該占空比下的升壓能力，驗證了該DC/DC變換器的高增益的特性。

圖12 輸出電壓波形

4.2.2 零輸入電流紋波驗證分析

分別測量了輸入電流、勵磁電感Lm1電流和T1原邊n1電流，如圖13所示。從圖中可見，輸入電流in幾乎沒有任何波動。這是因為勵磁電感電流Lm1上升/下降時，T1原邊電流n1下降/上升，且兩者上升或下降的斜率也相等，實現了互相補償，從而消除了輸入電流的紋波。

圖13 iin、iLm1、in1波形

耦合電感T1的匝比是影響輸入紋波的另一個因素。為了與圖13的結果進行比較，此處設置1為1.03，即不滿足零紋波條件，其仿真結果如圖14所示。從圖中可見，由于T1的原副邊匝數不再相等，Lm1上升或下降的斜率與n1下降或上升的斜率也不再相等，無法完全抵消，從而導致輸入電流有較大的脈動。

圖14 N1不等于1時的iin、iLm1、in1波形

4.2.3 開關器件電壓應力驗證分析

圖15為開關管兩端的電壓波形。可以看出：開關管在關斷期間所承受的電壓應力約為126.6 V（與3.3節理論計算值一致），遠小于輸出電壓380 V，這為選擇低導通損耗的開關管創造了條件。

圖15 開關管S兩端的電壓波形

此外，實驗結果顯示Dc電壓應力約為126.6 V，D1、D0電壓應力相同，約為253.3 V，與理論分析一致，且所有二極管的電壓應力均小于輸出電壓，這有利于提高變換器的效率，降低器件成本。

5 結語

高電壓增益、零輸入電流紋波和低電壓應力新型變換器的研究過程（包括變換器的設計、原理與性能的分析，以及仿真實驗的驗證）包含大學生科研訓練中發現問題和分析、解決問題的各個環節，將其作為一個案例進行實驗教學，不但可以加深學生對DC/DC變換器拓撲結構和工作原理的理解，還有助于挖掘學生的創新潛力，提高學生自主學習、獨立思考和分析問題、解決問題的能力。

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Simulation analysis of a zero ripple high gain DC/DC converter

WANG Panpan, DUAN Sen, TONG Zhigang, YU Dongsheng, XU Yunzhi, HAN Li

(School of Electrical and Power Engineering, China University of Mining and Technology, Xuzhou 221116, China)

In order to solve the problems of insufficient boost capability and large input current ripple of traditional Boost circuit, a novel DC/DC converter based on coupled inductance is proposed. The zero input current ripple is achieved by combining coupling inductance and capacitance in the front stage of the converter, and voltage gain of the converter is expanded by using coupled inductance voltage doubling unit in the back stage of the converter. A clamping circuit with diode and capacitor is introduced to suppress the voltage spike caused by leakage inductance, thus forming a new converter topology. Based on the circuit theory, the working principle and working characteristics of the converter are analyzed, and by taking the DC boost stage in the photovoltaic power generation system as the application background, experimental verification and analysis are carried out on the Simulink simulation platform. The results show that the converter has the characteristics of the high voltage gain, zero input ripple and low voltage stress.

DC/DC converter; coupled inductor; simulation experiment

G642.0；TM46

A

1002-4956(2019)12-0107-06

10.16791/j.cnki.sjg.2019.12.025

2019-05-25

2019-06-26

國家自然科學基金項目（61703404）；江蘇高校品牌專業建設工程資助項目（PPZY2015B132）；江蘇省高等教育教改研究課題（2017JSJG127）；中國礦業大學教學研究項目（2018YB41）

王攀攀（1982—），男，浙江東陽，博士，講師，主要從事新能源發電技術、工業自動化和電氣設備故障診斷的教學與科研工作。